9.4 通过高压放大器保护低压ADC

您好！欢迎观看高精度 实验室系列有关

ADC EOS 的下一个视频。

不同类型的数据 转换器会使用

不同类型的 内部 ESD 保护。

ADC 输入的 最常见内部

ESD 保护类型是 ESD 二极管，

它用于将输入端 连接到正负电源。

在本视频中， 我们将介绍

如何选择外部器件， 以保护 ADC 输入

免受过载事件的影响。

首先让我们来看一下 数据转换器规格。

绝对最大额定值 表示在不损坏

器件的情况下 可以施加的最大

电压和电流电平。

一般而言，您的设计 应具有合理的

安全裕度，以防止 器件引脚达到或超过

绝对最大额定值。

例如，如果绝对 最大电源电压

为 7 伏，而正常 工作电源为 5 伏，

则应尝试设计 故障保护电路，

以使可提供 给电源的电压

在最坏情况下 也略低于 7 伏。

在某些情况下， 瞬间超过绝对

最大额定值可能 不会对器件

造成灾难性损坏， 但会损坏器件

并导致性能下降。

此外，请注意， 绝对最大额定值

将超出线性 工作范围。

例如，如果线性输入 范围是 0 伏至 5 伏，

则绝对最大额定值 可能为负 0.3 伏

到 5.3 伏。

让器件以绝对 最大额定值运行

不仅会由于 超出线性区域

而导致性能下降， 还会使器件面临

被损坏的危险。

我想提醒一下， 输入应该受到

保护，以使 EOS 不会 导致器件超过

绝对最大额定值。

此幻灯片显示了 ADS8860 和 ADS9224R 的

绝对最大额定值。

造成输入绝对最大 额定值不同的原因在于，

ESD 二极管 连接到 ADS8860 的

基准电压， 并连接到

ADS9224R 的 模拟电源。

在这两种情况下， 用于负信号的 ESD

二极管都接地， 这就是最小额定值

相同的原因。

绝对最大额定值 通常比正电源

或基准电压 高 0.3 伏，

比接地电压低 0.3 伏，因为只要

正向电压不超过 0.3 伏，ESD 二极管就会

保持截止状态。

此 0.3 伏电压会随 工艺和温度不同而变化。

对于某些器件， 绝对最大值

所使用的因数可能会 略有不同，例如 0.4 伏。

现在，我们将重点 介绍输入电流的

绝对最大额定值。

对于大多数器件， 此限值为

正/负 10 毫安。

与所有最大限值 一样，通常最好

将电流限制为 小于 10 毫安，

以保持设计裕度。

可满足此限值的 一种非常简单的

方法是使用 串联限流电阻。

我们将在稍后的演示中 介绍选择有关该电阻的

详细信息。

通常来说，选择 使用一个大串联电阻

可以使器件更安全， 并减少发生闩锁

事件的机会。

但是，这可能会影响 开关电容输入 ADC 的

信号趋稳。

此幻灯片介绍了 SAR ADC 的典型

放大器驱动电路。

设计该驱动 电路时，涉及到

在电荷桶电路中 选择放大器

带宽的问题。

此高精度实验室 系列 SAR ADC 输入

驱动器设计介绍了 为实现最佳性能而采取的

驱动电路器件选择方法。

总之，选择 RC 电路 和放大器带宽

以确保在采集 周期结束时，内部

采样保持 电容器上的

电压稳定在 1LSB 的 1/2。

通常，所选输入 放大器电源

电压范围 要与 ADC 的输入

范围匹配。

因此，如果 ADC 的 输入范围是 0 伏至 5 伏，

则放大器应使用 单个 5 伏单电源

并接地连接。

但是，在某些 情况下，可能

需要使用具有更高 电源电压的放大器。

例如， 如幻灯片所示，

高压放大器可能 具有特殊的特性，

例如超低 噪声或失真，

这是单电源 放大器无法提供的。

如果要避免 此类系统出现问题，

则需要确保 ADC 的 输入电压不超过

最大额定值。

在接下来的 几张幻灯片中，

我们将介绍示例 设计的器件选择，

并详细说明 示例保护方案。

这是 TINA SPICE 电路，

我们将使用它 来模拟 ADS8860 SAR ADC 的

输入开关行为 和 OPA828 放大器的

驱动特性。

ADC 高精度 实验室培训系列

有一个完整的章节 介绍了这种仿真。

稍后我们将展示 该电路的测量

结果。

现在，我们暂不关注 输入保护电路。

我们只确认放大器 是否具有足够的带宽，

以及是否已对 RC 滤波器 进行了适当的调节

以实现充分趋稳。

为此，我们将使用 TINA SPICE 参数

扫描 RC 电路 中的电阻，

并查看采样保持 电路上的趋稳误差。

此幻灯片显示了 外部 RC 电路中

不同电阻的 采样保持误差。

其目的是选择一个 在采集周期结束时

具有最低 趋稳误差的

电阻。

采集周期的终点

用 A 游标标记， 同时图例显示出了

此时的不同误差。

该设计的 1/2 LSB 误差目标为 38 微伏。

检查曲线可知，

不应使用 5 欧姆电阻， 因为系统会出现过冲。

从 7.5 欧姆到 15 欧姆的所有电阻的

趋稳误差都小于 误差目标，因此

这些电阻中的任何一个 都可以正常工作。

您最初的反应可能是 选择 7.5 欧姆电阻器，

因为它具有最佳的 趋稳误差而不会

出现过冲。

但是，在这种情况下， 我们选择使用 15 欧姆，

因为它符合误差标准， 并且在限制电流方面

也是最有效的。

此幻灯片显示了 我们刚刚仿真的

电路的测量结果。

根据 ADS8860 数据表，

典型 SNR 为 93dB， THD 为负 108dB。

我们刚刚模拟的 电路的测量结果

超出了 该典型规格。

一般来说，设计 要实现的目标是

使输入驱动放大器 增加最小的噪声和失真，

以使系统受到 ADC 性能的限制。

此设计的下一步是 添加保护电路，

并确认其对 性能的影响最小化。

正如您在幻灯片上 看到的，我们

在放大器和 ADC 之间添加了

保护器件。

需要牢记，由于 放大器具有正/负 12 伏

电源电压，并且 ADC 的绝对最大输入

电压额定值为 负 0.3 伏至 5.3 伏，

因此才需要 此保护电路。

该电路有两种 不同类型的

保护电路。

首先，只要输入 电流 I2

被限制在小于 正/负 10 毫安的

绝对最大额定值，

内部 ESD 二极管 就有助于防止

电气过载。

电阻器 Rfil 将 限制该电流。

严格地说，这些 二极管只有

在超过 5.3 伏的 绝对最大额定

电压后才会导通。

但是，只要输入 电流被限制为

小于正/负 10 毫安这一范围， 稍微超过

这个额定电压

通常不会有问题。

请注意， 基准电压

可能需要 TVS 钳位， 因为基准电压

可能无法同步 通过 ESD 二极管的

瞬态故障电流。

第二层保护是 外部二极管 D1、D2

和限流电阻 RP。

当放大器的输出 摆动至正/负 12 伏时，

这些二极管 将导通，

并在 D1 导通时将电压 限制在大约 5.3 伏，

而在 D2 导通时 将电压限制

在大约 0.3 伏。

确切的电压限值 取决于二极管

D1 和 D2 的正向压降。

通常选择肖特基 二极管用于

此类保护方案，

因为它们具有 大约 0.3 伏的

低正向压降。

电阻器 RP 限制 流入二极管的电流，

以防止损坏 并最大程度地减小

正向压降。

在下一张幻灯片中， 我们将更详细地

介绍如何选择 二极管和外部电阻，

以实现有效的保护 并将对性能的影响降至最低。

此幻灯片逐步 介绍了该电路的

所有运行条件。

首先是正常 运行条件。

在这种情况下，放大器的 输出信号范围为

0 伏至 5 伏。

当放大器的输出 大于 5 伏时，

二极管 D1 将导通。

或者，当放大器的 输出小于 0 伏时，

二极管 D2 将导通。

从技术角度而言， 二极管 D1 和 D2

在正向电压超过 正向电压阈值

之前不会导通， 因此对于

肖特基二极管来说， 该值分别约为

5.3 伏和负 0.3 伏。

电阻 RP 将在 故障事件期间

限制流入这些 二极管的电流，

并且放大器和 电阻 RB 中的

功耗会很大， 具体取决于

所选器件的值。

稍后，我们将介绍 该电路中使用的

器件值的计算。

如前所述， 对于肖特基二极管，

二极管电压 VD 约为 0.3 伏。

但是，根据流过 二极管的

电流的大小，

该电压将发生变化。

例如，如果 电流 I3 很大，

则二极管压降 将增加。

将 VD 保持在 0.3 伏 以下有助于将 VB 和 VC

保持在 5.3 伏以下。

如果 VC 保持 低于 5.3 伏，

则内部 ESD 二极管 将不会导通，

我们的系统也不会违反 绝对最大电压规格。

如果 VB 升高到 5.3 伏以上，

则 ESD 二极管 将导通，因此

选择 Rfil 电阻 将输入电流

保持在 10 毫安 以下很重要。

综合考虑 这些限制因素可知，

最明显的解决方案 是为 RP和 Rfil 选择

较大的值以保护器件。

遗憾的是， 这对内部

采样保持电容器的 趋稳有重大影响。

简而言之， 较大的 RP 和 Rfil 值

将需要更长的时间 来给内部采样

保持电容器充电， 因此，

压摆率会降低。

另一个影响性能的 因素是肖特基

二极管的非线性 电容引起的

失真。

最后，与二极管 相关的泄漏电流

会引入失调电压误差。

现在，我们来看看 该器件值背后的

数学原理。

在此幻灯片中， 我们将介绍

该电路的器件选择 背后的数学原理。

首先，让我们 看一下已知的参数。

在故障情况下， 放大器将输出

近 12 伏的电压， 这将使二极管 D1 导通

并从放大器 输出大电流。

最大输出电流 受放大器短路

保护的限制。

对于 OPA828， 短路电流限值

被指定为 50 毫安。

同样，ADS8860 上的 绝对最大规格指定，

其绝对最大输入 额定值为

负 0.3 伏和 正 5.3 伏，

输入电流限值为

正/负 10 毫安。

使用此信息， 让我们选择几个器件。

前面我们已经 假设过肖特基

二极管的二极管 压降为 0.3 伏。

如前所述， 该压降幅度大小

取决于正向电流。

在故障情况下， 通过肖特基

二极管的电流为 放大器 50 毫安

短路电流 减去流入 ADC 的

任意电流。

当放大器的整个 50 毫安电流

流入二极管时， 二极管会出现

最糟糕的压降。

本示例中 使用的 BAT54

二极管在 50 毫安时 产生 0.42 伏的压降。

我们将在下一张 幻灯片中展示

如何使用二极管曲线 来确定基于其正向电流的

二极管压降。

对于此电路， 正 12V 放大器输出

将被限制在 VB 到 5.42 伏，

负 12V 输出 将被限制在

负 4.2 伏。

当输出为负 12 伏时， RP 两端将出现

最大电压。

让我们在 50 毫安 电流限值下使用此条件来

选择 RP 的值。

将电阻器电压 除以 50 毫安的

短路限值可将 RP 的最小值设置为

232 欧姆。

类似地，可以计算 Rfil 来限制 ADC 输入电流，

使其小于 10 毫安。

由于 Rfil 两端的 压降相对较小，

因此 12 欧姆的 最小电阻

足以限制 ADC 输入电流。

最后一步， 我们将电阻值

四舍五入到标准值。

现在，让我们仔细 看一下二极管曲线。

下面是所选的 几种不同二极管。

让我们看一下所有 参数，并确定哪种二极管

最适合该应用。

首先，此应用 要求我们

决不能超过 反向击穿电压。

由于放大器电源 电压为正/负 12 伏，

因此施加到二极管的 最大反向电压

可高达 12 伏。

较好的做法是 确保反向击穿

额定值至少是施加的 反向电压的两倍，

或在本例中 为大于 24 伏。

对于正向电压，理想情况下 我们需要尽可能降低压降。

我们还需要低泄漏 电流，因为当泄漏

电流流过源阻抗时， 它将转化为

失调电压误差。

我们还需要低电容， 因为电容是非线性的，

会引入失真。

最后，在本示例中， 我们需要确保

二极管能够支持 最大正向电流，

该电流是放大器的 50 肖特基短路电流。

综合考虑所有 这些因素，

BAT54 是最好的选择。

完成二极管选择后 ，将需要使用

正向电流 与电压的关系曲线

来确定故障条件下的 二极管压降。

您可能还记得， 在器件选择部分

我们讲过放大器的 短路电流为 50 毫安。

假设在所有流过 二极管的电流

均为最糟糕的情况， 则可以使用这些曲线

来确定故障条件下的 正向电压。

这里要注意的一点是， 不同二极管

制造商所生产的 同一器件的规格

可能会略有不同。

在这里，我们来看一下来自 两个不同制造商的 BAT54。

请注意，在相同的 测试条件下，制造商Diodes

Inc. 的 正向压降规格

略优于 ST 器件。

对于此参考设计， 在器件选择计算中

使用了 Diodes Inc. 二极管的 0.42 伏

压降。

在正常工作 电路条件下，

当放大器输出 为 0 伏至 5 伏时，

肖特基二极管 将反向偏置。

例如，如果放大器 输出为 0 伏，

则二极管 D1 的反向 电压为 5 伏。

使用二极管 数据表中的曲线，

可以确定 5 伏 反向电压下

25 摄氏度时的 反向电流约为

60 毫微安培。

该电流将流过 200 欧姆的串联电阻，

产生 12 微伏的 失调误差。

从该曲线可以看出， 反向电流将随

温度和反向电压的 变化而变化。

在故障情况下， 放大器的输出电流

可能很大。

因此，放大器 和串联电阻的功耗

也可能会很高。

对于电阻器， 最重要的是选择

正确的额定功率，

以免损坏电阻器。

当放大器的输出 为负 12 伏时，

RP 会发生最糟糕的 功率耗损。

RP 两端的电压 为负 12 伏

减去负 0.42 伏的 二极管压降，

在此示例中 为负 11.58 伏。

通过计算可得出， 通过 RP 的电流

约为负 38.6 毫安，

该值小于短路 电流限值。

然后可以计算出，

电阻器消耗的功耗 为 371 毫瓦。

通常就经验而言， 建议将电阻器的

功率规格增加一倍， 以便在整个

温度范围内保持裕量， 因此 1 瓦的

额定功率对 该电阻很适用。

遗憾的是， 1 瓦额定值的电阻，

体积会相当大 且成本可能很昂贵。

稍后，我们将研究 另一种方法

来缓解这一问题。

在研究这种方法之前，

让我们使用 TINA SPICE 检查该电路的

测量性能。

这是我们刚刚 为其选择器件值的

电路的 TINA

SPICE 仿真模型。

此类仿真的目的 是确认采样保持

电容器两端的电压

在采集周期结束时

稳定在 1/2 LSB。

在本示例中，我们 以每秒 1 兆采样率

运行 ADS8860，

此采样率的 指定采集周期

为 290 纳秒。

在本例中，趋稳目标 为 1LSB 的 1/2，

即 38 微伏。

仿真结果表明，

该方法的趋稳 误差为 97 毫伏，与 38 微伏目标相比，

结果是非常差的。

造成趋稳误差 较差的主要原因

是使用了 249 欧姆 大电阻 RP。

该电阻为采样保持 电路的充电

创建了一个 长期常数。

让我们看一下 测量结果。

这是上一张 幻灯片上电路的

测量结果。

注意，许多谐波是 由于较差的趋稳

而产生的。

将测得的 THD 和 SNR 与数据表

规格进行比较，

您会发展系统性能 会出现

大幅下降。

本幻灯片重点 介绍了大串联

电阻的问题。

红色曲线表示 RP 为 0 且二极管

从电路中移除时的 电路趋稳时间。

在这种情况下， 放大器能够

在采集时间段内 对内部采样保持

电容器进行 完全充电。

绿色曲线表示 添加 RP 和

肖特基二极管时 发生的情况。

在这种情况下， 大串联电阻使得

采样保持电容器 无法在采集

周期结束之前 进行完全充电。

解决此问题的方法之一 是延长采集时间。

这可以通过降低 采样率来完成。

在下一张幻灯片中， 我们将研究

如何改善 系统性能。

在这里，我们 展示了上一张

幻灯片中的电路 在不同采样率下的性能。

在这些图中， 您可以看到，

THD 比 SNR 更容易受

趋稳误差的影响。

为了获得本示例的 完整性能，

需要将采样率 降低到每秒

40 万个样本。

在下一个视频中，我们 将介绍一种创新的解决方案，

它最大限度地 减少了我们一直在

讨论的性能限制 和功耗问题。

本视频到此结束。

谢谢观看。

请尝试完成测验以 检查您对本视频

内容的理解。

问题 1 - 对于 下面的电路，

位于肖特基二极管的 5 伏电源上的 TVS

二极管的用途是什么？

正确答案是 A。 5 伏电源电压

可能无法同步电流。

TVS 将导通 并限制大正向

瞬变的电压。

一般来说，低压降 稳压器或 LDO 无法

同步电流。

问题 2 - 判断正/误， 内部 ESD 二极管

可以连接到 模拟电源

或数字电源。

答案是 B，错误。

内部 ESD 二极管 通常将连接到

模拟电源、 基准电压

或接地。

问题 3 - 判断正/误， 肖特基二极管的

泄露电流比 PN 信号二极管更好。

正确答案是 B，错误。

肖特基二极管的 泄漏通常

高于 PN 二极管。

问题 4 - 判断正/误， 肖特基二极管的

正向电压低于 PN 信号二极管。

正确答案是 A，正确。

肖特基二极管的 正向电压

通常为 0.3 伏， 而 PN 结二极管的

压降约为 0.7 伏。

问题 5 - 对于 下面的电路，

二极管 ID 中的 近似电流是多少？

正确答案 是 C，10 毫安。

从 15 伏放大器 输出中减去

二极管压降和 5 伏 电源电压可得 9.7 伏。

9.7 伏除以 1 千欧姆 电阻可得

9.7 毫安。

最佳答案是 10 毫安。

问题 6 - 还是上一张 幻灯片中的电路，

在 25℃ 时 D1 两端的

正向压降是多少？

正确的答案 是 D，0.35 伏。

从上一张幻灯片中， 您应该已经了解电流

约为 10 毫安。

25℃ 曲线 在约 0.35 伏时

与 10 毫安相交。

问题 7 - 假设 保护电路

造成失真， 应如何减少失真？

正确答案是 C， 降低采样率。

降低采样率会增加

采集时间。

这将使内部 采样保持电容器

有更长的时间进行 完全充电或改善趋稳性能。

从而起到改善 THD 效果的作用。

您好！欢迎观看高精度 实验室系列有关

ADC EOS 的下一个视频。

不同类型的数据 转换器会使用

不同类型的 内部 ESD 保护。

ADC 输入的 最常见内部

ESD 保护类型是 ESD 二极管，

它用于将输入端 连接到正负电源。

在本视频中， 我们将介绍

如何选择外部器件， 以保护 ADC 输入

免受过载事件的影响。

首先让我们来看一下 数据转换器规格。

绝对最大额定值 表示在不损坏

器件的情况下 可以施加的最大

电压和电流电平。

一般而言，您的设计 应具有合理的

安全裕度，以防止 器件引脚达到或超过

绝对最大额定值。

例如，如果绝对 最大电源电压

为 7 伏，而正常 工作电源为 5 伏，

则应尝试设计 故障保护电路，

以使可提供 给电源的电压

在最坏情况下 也略低于 7 伏。

在某些情况下， 瞬间超过绝对

最大额定值可能 不会对器件

造成灾难性损坏， 但会损坏器件

并导致性能下降。

此外，请注意， 绝对最大额定值

将超出线性 工作范围。

例如，如果线性输入 范围是 0 伏至 5 伏，

则绝对最大额定值 可能为负 0.3 伏

到 5.3 伏。

让器件以绝对 最大额定值运行

不仅会由于 超出线性区域

而导致性能下降， 还会使器件面临

被损坏的危险。

我想提醒一下， 输入应该受到

保护，以使 EOS 不会 导致器件超过

绝对最大额定值。

此幻灯片显示了 ADS8860 和 ADS9224R 的

绝对最大额定值。

造成输入绝对最大 额定值不同的原因在于，

ESD 二极管 连接到 ADS8860 的

基准电压， 并连接到

ADS9224R 的 模拟电源。

在这两种情况下， 用于负信号的 ESD

二极管都接地， 这就是最小额定值

相同的原因。

绝对最大额定值 通常比正电源

或基准电压 高 0.3 伏，

比接地电压低 0.3 伏，因为只要

正向电压不超过 0.3 伏，ESD 二极管就会

保持截止状态。

此 0.3 伏电压会随 工艺和温度不同而变化。

对于某些器件， 绝对最大值

所使用的因数可能会 略有不同，例如 0.4 伏。

现在，我们将重点 介绍输入电流的

绝对最大额定值。

对于大多数器件， 此限值为

正/负 10 毫安。

与所有最大限值 一样，通常最好

将电流限制为 小于 10 毫安，

以保持设计裕度。

可满足此限值的 一种非常简单的

方法是使用 串联限流电阻。

我们将在稍后的演示中 介绍选择有关该电阻的

详细信息。

通常来说，选择 使用一个大串联电阻

可以使器件更安全， 并减少发生闩锁

事件的机会。

但是，这可能会影响 开关电容输入 ADC 的

信号趋稳。

此幻灯片介绍了 SAR ADC 的典型

放大器驱动电路。

设计该驱动 电路时，涉及到

在电荷桶电路中 选择放大器

带宽的问题。

此高精度实验室 系列 SAR ADC 输入

驱动器设计介绍了 为实现最佳性能而采取的

驱动电路器件选择方法。

总之，选择 RC 电路 和放大器带宽

以确保在采集 周期结束时，内部

采样保持 电容器上的

电压稳定在 1LSB 的 1/2。

通常，所选输入 放大器电源

电压范围 要与 ADC 的输入

范围匹配。

因此，如果 ADC 的 输入范围是 0 伏至 5 伏，

则放大器应使用 单个 5 伏单电源

并接地连接。

但是，在某些 情况下，可能

需要使用具有更高 电源电压的放大器。

例如， 如幻灯片所示，

高压放大器可能 具有特殊的特性，

例如超低 噪声或失真，

这是单电源 放大器无法提供的。

如果要避免 此类系统出现问题，

则需要确保 ADC 的 输入电压不超过

最大额定值。

在接下来的 几张幻灯片中，

我们将介绍示例 设计的器件选择，

并详细说明 示例保护方案。

这是 TINA SPICE 电路，

我们将使用它 来模拟 ADS8860 SAR ADC 的

输入开关行为 和 OPA828 放大器的

驱动特性。

ADC 高精度 实验室培训系列

有一个完整的章节 介绍了这种仿真。

稍后我们将展示 该电路的测量

结果。

现在，我们暂不关注 输入保护电路。

我们只确认放大器 是否具有足够的带宽，

以及是否已对 RC 滤波器 进行了适当的调节

以实现充分趋稳。

为此，我们将使用 TINA SPICE 参数

扫描 RC 电路 中的电阻，

并查看采样保持 电路上的趋稳误差。

此幻灯片显示了 外部 RC 电路中

不同电阻的 采样保持误差。

其目的是选择一个 在采集周期结束时

具有最低 趋稳误差的

电阻。

采集周期的终点

用 A 游标标记， 同时图例显示出了

此时的不同误差。

该设计的 1/2 LSB 误差目标为 38 微伏。

检查曲线可知，

不应使用 5 欧姆电阻， 因为系统会出现过冲。

从 7.5 欧姆到 15 欧姆的所有电阻的

趋稳误差都小于 误差目标，因此

这些电阻中的任何一个 都可以正常工作。

您最初的反应可能是 选择 7.5 欧姆电阻器，

因为它具有最佳的 趋稳误差而不会

出现过冲。

但是，在这种情况下， 我们选择使用 15 欧姆，

因为它符合误差标准， 并且在限制电流方面

也是最有效的。

此幻灯片显示了 我们刚刚仿真的

电路的测量结果。

根据 ADS8860 数据表，

典型 SNR 为 93dB， THD 为负 108dB。

我们刚刚模拟的 电路的测量结果

超出了 该典型规格。

一般来说，设计 要实现的目标是

使输入驱动放大器 增加最小的噪声和失真，

以使系统受到 ADC 性能的限制。

此设计的下一步是 添加保护电路，

并确认其对 性能的影响最小化。

正如您在幻灯片上 看到的，我们

在放大器和 ADC 之间添加了

保护器件。

需要牢记，由于 放大器具有正/负 12 伏

电源电压，并且 ADC 的绝对最大输入

电压额定值为 负 0.3 伏至 5.3 伏，

因此才需要 此保护电路。

该电路有两种 不同类型的

保护电路。

首先，只要输入 电流 I2

被限制在小于 正/负 10 毫安的

绝对最大额定值，

内部 ESD 二极管 就有助于防止

电气过载。

电阻器 Rfil 将 限制该电流。

严格地说，这些 二极管只有

在超过 5.3 伏的 绝对最大额定

电压后才会导通。

但是，只要输入 电流被限制为

小于正/负 10 毫安这一范围， 稍微超过

这个额定电压

通常不会有问题。

请注意， 基准电压

可能需要 TVS 钳位， 因为基准电压

可能无法同步 通过 ESD 二极管的

瞬态故障电流。

第二层保护是 外部二极管 D1、D2

和限流电阻 RP。

当放大器的输出 摆动至正/负 12 伏时，

这些二极管 将导通，

并在 D1 导通时将电压 限制在大约 5.3 伏，

而在 D2 导通时 将电压限制

在大约 0.3 伏。

确切的电压限值 取决于二极管

D1 和 D2 的正向压降。

通常选择肖特基 二极管用于

此类保护方案，

因为它们具有 大约 0.3 伏的

低正向压降。

电阻器 RP 限制 流入二极管的电流，

以防止损坏 并最大程度地减小

正向压降。

在下一张幻灯片中， 我们将更详细地

介绍如何选择 二极管和外部电阻，

以实现有效的保护 并将对性能的影响降至最低。

此幻灯片逐步 介绍了该电路的

所有运行条件。

首先是正常 运行条件。

在这种情况下，放大器的 输出信号范围为

0 伏至 5 伏。

当放大器的输出 大于 5 伏时，

二极管 D1 将导通。

或者，当放大器的 输出小于 0 伏时，

二极管 D2 将导通。

从技术角度而言， 二极管 D1 和 D2

在正向电压超过 正向电压阈值

之前不会导通， 因此对于

肖特基二极管来说， 该值分别约为

5.3 伏和负 0.3 伏。

电阻 RP 将在 故障事件期间

限制流入这些 二极管的电流，

并且放大器和 电阻 RB 中的

功耗会很大， 具体取决于

所选器件的值。

稍后，我们将介绍 该电路中使用的

器件值的计算。

如前所述， 对于肖特基二极管，

二极管电压 VD 约为 0.3 伏。

但是，根据流过 二极管的

电流的大小，

该电压将发生变化。

例如，如果 电流 I3 很大，

则二极管压降 将增加。

将 VD 保持在 0.3 伏 以下有助于将 VB 和 VC

保持在 5.3 伏以下。

如果 VC 保持 低于 5.3 伏，

则内部 ESD 二极管 将不会导通，

我们的系统也不会违反 绝对最大电压规格。

如果 VB 升高到 5.3 伏以上，

则 ESD 二极管 将导通，因此

选择 Rfil 电阻 将输入电流

保持在 10 毫安 以下很重要。

综合考虑 这些限制因素可知，

最明显的解决方案 是为 RP和 Rfil 选择

较大的值以保护器件。

遗憾的是， 这对内部

采样保持电容器的 趋稳有重大影响。

简而言之， 较大的 RP 和 Rfil 值

将需要更长的时间 来给内部采样

保持电容器充电， 因此，

压摆率会降低。

另一个影响性能的 因素是肖特基

二极管的非线性 电容引起的

失真。

最后，与二极管 相关的泄漏电流

会引入失调电压误差。

现在，我们来看看 该器件值背后的

数学原理。

在此幻灯片中， 我们将介绍

该电路的器件选择 背后的数学原理。

首先，让我们 看一下已知的参数。

在故障情况下， 放大器将输出

近 12 伏的电压， 这将使二极管 D1 导通

并从放大器 输出大电流。

最大输出电流 受放大器短路

保护的限制。

对于 OPA828， 短路电流限值

被指定为 50 毫安。

同样，ADS8860 上的 绝对最大规格指定，

其绝对最大输入 额定值为

负 0.3 伏和 正 5.3 伏，

输入电流限值为

正/负 10 毫安。

使用此信息， 让我们选择几个器件。

前面我们已经 假设过肖特基

二极管的二极管 压降为 0.3 伏。

如前所述， 该压降幅度大小

取决于正向电流。

在故障情况下， 通过肖特基

二极管的电流为 放大器 50 毫安

短路电流 减去流入 ADC 的

任意电流。

当放大器的整个 50 毫安电流

流入二极管时， 二极管会出现

最糟糕的压降。

本示例中 使用的 BAT54

二极管在 50 毫安时 产生 0.42 伏的压降。

我们将在下一张 幻灯片中展示

如何使用二极管曲线 来确定基于其正向电流的

二极管压降。

对于此电路， 正 12V 放大器输出

将被限制在 VB 到 5.42 伏，

负 12V 输出 将被限制在

负 4.2 伏。

当输出为负 12 伏时， RP 两端将出现

最大电压。

让我们在 50 毫安 电流限值下使用此条件来

选择 RP 的值。

将电阻器电压 除以 50 毫安的

短路限值可将 RP 的最小值设置为

232 欧姆。

类似地，可以计算 Rfil 来限制 ADC 输入电流，

使其小于 10 毫安。

由于 Rfil 两端的 压降相对较小，

因此 12 欧姆的 最小电阻

足以限制 ADC 输入电流。

最后一步， 我们将电阻值

四舍五入到标准值。

现在，让我们仔细 看一下二极管曲线。

下面是所选的 几种不同二极管。

让我们看一下所有 参数，并确定哪种二极管

最适合该应用。

首先，此应用 要求我们

决不能超过 反向击穿电压。

由于放大器电源 电压为正/负 12 伏，

因此施加到二极管的 最大反向电压

可高达 12 伏。

较好的做法是 确保反向击穿

额定值至少是施加的 反向电压的两倍，

或在本例中 为大于 24 伏。

对于正向电压，理想情况下 我们需要尽可能降低压降。

我们还需要低泄漏 电流，因为当泄漏

电流流过源阻抗时， 它将转化为

失调电压误差。

我们还需要低电容， 因为电容是非线性的，

会引入失真。

最后，在本示例中， 我们需要确保

二极管能够支持 最大正向电流，

该电流是放大器的 50 肖特基短路电流。

综合考虑所有 这些因素，

BAT54 是最好的选择。

完成二极管选择后 ，将需要使用

正向电流 与电压的关系曲线

来确定故障条件下的 二极管压降。

您可能还记得， 在器件选择部分

我们讲过放大器的 短路电流为 50 毫安。

假设在所有流过 二极管的电流

均为最糟糕的情况， 则可以使用这些曲线

来确定故障条件下的 正向电压。

这里要注意的一点是， 不同二极管

制造商所生产的 同一器件的规格

可能会略有不同。

在这里，我们来看一下来自 两个不同制造商的 BAT54。

请注意，在相同的 测试条件下，制造商Diodes

Inc. 的 正向压降规格

略优于 ST 器件。

对于此参考设计， 在器件选择计算中

使用了 Diodes Inc. 二极管的 0.42 伏

压降。

在正常工作 电路条件下，

当放大器输出 为 0 伏至 5 伏时，

肖特基二极管 将反向偏置。

例如，如果放大器 输出为 0 伏，

则二极管 D1 的反向 电压为 5 伏。

使用二极管 数据表中的曲线，

可以确定 5 伏 反向电压下

25 摄氏度时的 反向电流约为

60 毫微安培。

该电流将流过 200 欧姆的串联电阻，

产生 12 微伏的 失调误差。

从该曲线可以看出， 反向电流将随

温度和反向电压的 变化而变化。

在故障情况下， 放大器的输出电流

可能很大。

因此，放大器 和串联电阻的功耗

也可能会很高。

对于电阻器， 最重要的是选择

正确的额定功率，

以免损坏电阻器。

当放大器的输出 为负 12 伏时，

RP 会发生最糟糕的 功率耗损。

RP 两端的电压 为负 12 伏

减去负 0.42 伏的 二极管压降，

在此示例中 为负 11.58 伏。

通过计算可得出， 通过 RP 的电流

约为负 38.6 毫安，

该值小于短路 电流限值。

然后可以计算出，

电阻器消耗的功耗 为 371 毫瓦。

通常就经验而言， 建议将电阻器的

功率规格增加一倍， 以便在整个

温度范围内保持裕量， 因此 1 瓦的

额定功率对 该电阻很适用。

遗憾的是， 1 瓦额定值的电阻，

体积会相当大 且成本可能很昂贵。

稍后，我们将研究 另一种方法

来缓解这一问题。

在研究这种方法之前，

让我们使用 TINA SPICE 检查该电路的

测量性能。

这是我们刚刚 为其选择器件值的

电路的 TINA

SPICE 仿真模型。

此类仿真的目的 是确认采样保持

电容器两端的电压

在采集周期结束时

稳定在 1/2 LSB。

在本示例中，我们 以每秒 1 兆采样率

运行 ADS8860，

此采样率的 指定采集周期

为 290 纳秒。

在本例中，趋稳目标 为 1LSB 的 1/2，

即 38 微伏。

仿真结果表明，

该方法的趋稳 误差为 97 毫伏，与 38 微伏目标相比，

结果是非常差的。

造成趋稳误差 较差的主要原因

是使用了 249 欧姆 大电阻 RP。

该电阻为采样保持 电路的充电

创建了一个 长期常数。

让我们看一下 测量结果。

这是上一张 幻灯片上电路的

测量结果。

注意，许多谐波是 由于较差的趋稳

而产生的。

将测得的 THD 和 SNR 与数据表

规格进行比较，

您会发展系统性能 会出现

大幅下降。

本幻灯片重点 介绍了大串联

电阻的问题。

红色曲线表示 RP 为 0 且二极管

从电路中移除时的 电路趋稳时间。

在这种情况下， 放大器能够

在采集时间段内 对内部采样保持

电容器进行 完全充电。

绿色曲线表示 添加 RP 和

肖特基二极管时 发生的情况。

在这种情况下， 大串联电阻使得

采样保持电容器 无法在采集

周期结束之前 进行完全充电。

解决此问题的方法之一 是延长采集时间。

这可以通过降低 采样率来完成。

在下一张幻灯片中， 我们将研究

如何改善 系统性能。

在这里，我们 展示了上一张

幻灯片中的电路 在不同采样率下的性能。

在这些图中， 您可以看到，

THD 比 SNR 更容易受

趋稳误差的影响。

为了获得本示例的 完整性能，

需要将采样率 降低到每秒

40 万个样本。

在下一个视频中，我们 将介绍一种创新的解决方案，

它最大限度地 减少了我们一直在

讨论的性能限制 和功耗问题。

本视频到此结束。

谢谢观看。

请尝试完成测验以 检查您对本视频

内容的理解。

问题 1 - 对于 下面的电路，

位于肖特基二极管的 5 伏电源上的 TVS

二极管的用途是什么？

正确答案是 A。 5 伏电源电压

可能无法同步电流。

TVS 将导通 并限制大正向

瞬变的电压。

一般来说，低压降 稳压器或 LDO 无法

同步电流。

问题 2 - 判断正/误， 内部 ESD 二极管

可以连接到 模拟电源

或数字电源。

答案是 B，错误。

内部 ESD 二极管 通常将连接到

模拟电源、 基准电压

或接地。

问题 3 - 判断正/误， 肖特基二极管的

泄露电流比 PN 信号二极管更好。

正确答案是 B，错误。

肖特基二极管的 泄漏通常

高于 PN 二极管。

问题 4 - 判断正/误， 肖特基二极管的

正向电压低于 PN 信号二极管。

正确答案是 A，正确。

肖特基二极管的 正向电压

通常为 0.3 伏， 而 PN 结二极管的

压降约为 0.7 伏。

问题 5 - 对于 下面的电路，

二极管 ID 中的 近似电流是多少？

正确答案 是 C，10 毫安。

从 15 伏放大器 输出中减去

二极管压降和 5 伏 电源电压可得 9.7 伏。

9.7 伏除以 1 千欧姆 电阻可得

9.7 毫安。

最佳答案是 10 毫安。

问题 6 - 还是上一张 幻灯片中的电路，

在 25℃ 时 D1 两端的

正向压降是多少？

正确的答案 是 D，0.35 伏。

从上一张幻灯片中， 您应该已经了解电流

约为 10 毫安。

25℃ 曲线 在约 0.35 伏时

与 10 毫安相交。

问题 7 - 假设 保护电路

造成失真， 应如何减少失真？

正确答案是 C， 降低采样率。

降低采样率会增加

采集时间。

这将使内部 采样保持电容器

有更长的时间进行 完全充电或改善趋稳性能。

从而起到改善 THD 效果的作用。