交流/直流和隔离式直流/直流开关稳压器

4.5 D类功放的电源解决方案第三部分 - AC-DC电源(下)

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接下来我们继续讨论隔离 DC/DC 变换器的设计以下是我们列举的几个常见的备选拓扑对于反激而言通常用于功率小于一百瓦的场合因为它的效率比较低而且原副边的峰值电流都比较大原边开关管的应力也比较高虽然整体的元器件比较少成本比较低但是不适合我们这个功率级别的应用第二种拓扑是半桥它的开关应力比较小但是需要高端的驱动而且为了保持变压器磁通的平衡只能采用电压模式控制最终我们选择的拓扑是双管正激跟半桥一样它的开关管应力等于输入电压与半桥不同的是双管正激只需要占空比小于 50% 变压器磁通就可以自动复位这是一个双管正激的简单示意图两个开关管是同开同关的开通的时候输入电压加在变压器的两端变压器将能量从输入传递到输出关断的时候第一和第二将变压器的能量重新送回输入端同时将两个管子的电压钳位在 Vin 值得注意的是由于我们这里采用的是高端驱动需要对上管驱动的自举电容进行充电通常只有一个开关节点的拓扑比如说半桥在每个开关周期上管的自举电容在下管导通的时候都会自动被充电因为这个时候开关节点已经被短路到地了 VCC 通过自举二极管对自举电容进行充电但是对于双管正激还有两个开关节点 SW1 和 SW2 中间隔着变压器只有当 SW1 的电压变为零的时候自举电容才有机会充电此时两个开关管是关断的需要足够大的励磁电流将 Q1 上面的输出电容和变压器的寄生电容上面的电压放掉正常情况下在开关管关断时间内变压器的励磁电流足够将这些电容上的能量放完使 SW1 降为零但是在某些情况下比如说轻载或者是跳频工作模式下导通时间比较小则变压器在导通时间内存储的能量不足以释放电容上的能量如右下角的波形所示在这种情况下自举电容是无法完成充电的为了解决这个问题我们通过右边这个电路来帮助自举电容完成充电这个电路的作用是在开关管关断之后延迟一段时间把开关节点上的电压放掉把 SW1 下拉到零从而实现了任何输入电压和负载条件下自举电容都能再充电在这个电路里面 D22 和 R68 以及 C51 组成了一个延时电路来使 Q11 在谷底开通降低开关损耗其中 R68 和 C51 可以通过这个公式来计算接下来我们来看看如何选取电容假设穿越频率设置在 5k 根据我们前面的测试为了保证 THD 小于 0.016% 输出阻抗必须小于两欧姆根据这个公式我们可以算出来最小的一个输出电容是 16uF 但是我们要必须满足一些动态跳变的要求根据之前所提到的我们功放的正常输入电压为 36 伏最高输入电压为 38 伏在限幅之前的最大占空比为 95% 根据这些信息我们可以求得最大的过冲和下跌电压然后根据前面给的电容的计算公式可以算出相应的所需要的电容量为 321uF 和 164uF 我们根据这三个公式算出来的电容量选择其中的最大值下面我们讨论一下环路补偿的问题对电流模式的环路补偿通常二型补偿就足够了我们把零点放在 184Hz 极点放在 184kHz 得到了下面这个波特图可以看到它的穿越频率大概在 4.5kHz 相位裕量超过 60 度另外我们加了蓝色这部分电路用于实现 G 类功放模式来降低功耗由于电源电压在某些情况下比如说温度过高的时候会从 36 伏切换到 18 伏那么由于输出电压的降低电压降低一半输出功率只有原来的 1/4 实际上就限制了它的功率这种限制功率做法避免了将整个系统关掉根据前面的计算我们采用了三个一百微法的电解电容和一个十微法的瓷片电容并联来减小 ESR 和 ESL 的影响根据下面几个公式我们可以算出输出阻抗然后理论上电压的跌落等于跳变电流变化量乘以输出阻抗在这里我们算出的是 862mV 实际测试中电压跌落接近 1V 这是最终的测试结果从效率曲线可以看出当功率小于 50 瓦的时候进入 G 类功放模式效率开始提高大概能提高十个点这边蓝色的效率曲线是 G 类功放的效率曲线红色的是固定输出电压时 D 类功放的效率曲线放在这里作为对比左边的两张图是 THD 在不同功率下和不同频率下的测试曲线红色的是用实验室标准电源作为测试参考蓝色是我们参考设计 PMP10215 工作在固定电压的 THD 曲线绿色是它工作在 G 类功放模式的 THD 曲线与实验室的标准电源相比我们的参考设计在性能上几乎没有任何逊色在很宽的频率和负载范围下都能实现 THD 小于 0.016%