交流/直流和隔离式直流/直流开关稳压器

3.4 基于氮化镓和硅管的有源嵌位反激变换器的比较(四)

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大家好我是德州仪器的系统工程师 David 今天非常高兴和大家一块分享基于氮化镓和硅管的有源钳位反激变换器的比较第四章今天的主要内容介绍为了提高轻载的效率有源钳位反激在轻载时候的控制策略在左边这张图中显示了在整个输入电压范围内当用同步整流代替二极管时有 2.5 个点的提升而在基于硅管的 ACF 采用同步整流而在基于硅管的 ACF 采用同步整流没有这么大的效率的提升尽管如此较低的 RDS（ON）并不意味着效率的提升例如当采用 16 毫欧和 36 毫欧时效率基本一样这说明 RDS（ON）减小所带来的效率的提升被其它额外的损耗给抵消了首先较低的 RDS（ON）首先较低的 RDS（ON）意味着较大的容性的负载意味着较大的容性的负载较高的峰峰值励磁电流带来了磁芯的损耗增加另外较小的 RDS（ON）通常意味着比较大的 Qg 通常意味着比较大的 Qg 意味着较大的驱动损耗另外 ACF 的轻载效率也受结电容的非线性影响敏感对于传统的峰值电流模式控制随着负载电流的减小为了调制输出电压原边峰值电流也在减小为了调制输出电压原边峰值电流也在减小但在这时候如果想保持励磁电流不变如果正的峰值电流和负的峰值电流的比例差不多的时候变压器的效率会非常低这是因为正的峰值电流传递有功能量到输出而负的励磁能量储存是为了得到零电压开通对于基于硅管的 ACF 由于电容的非线性负电流比较大特别在高压输入时所以对于轻载的效率影响非常大左边这张图的测试结果显示在半载和四分之一载时有高达 7.25 个点的损失而对于基于氮化镓的 ACF 由于结电容非常小负电流比基于硅管的负电流要小所以可以看到氮化镓在半载和四分之一载时效率大约 2.6 个点的减小所以对于轻载模式的控制方法非常重要理论上一个规则是保持较大的正电流和负电流的比例这样就可以达到比较高的一个效率问题是如何来控制输出电压呢因此为了达到既可以调制输出电压又可以保持较高的一个效率也就是保持较高的峰值电流与负电流的比例控制方法如右图所示第一个脉冲打开下管使自举的电容充电为了给高边的驱动供电第二个下管的驱动在开关节点电压降到谷底时开通由于上管也使能接下来的脉冲都是工作在 ZVS 而且最后一个脉冲的上管关断是为了避免产生不必要的负电流输出电压的调制是基于跳频的关断时间因为在跳频的时候的能量是固定的因为在跳频的时候的能量是固定的例如选择一个比较合理的峰值电流和负电流的比例值在最后一个跳频脉冲结束后在最后一个跳频脉冲结束后上管和下管完全关断变换器不提供任何能量到输出随着负载减轻跳频的关断时间变长由于保持了较高的峰值电流和负电流的比例值所以轻载效率可以大幅度地提高右边这张图显示了 200V 输入时 30W 设计相比较传统的峰值电流控制四分之一载时效率提升了 2.4 个点另外一个优点是限制了开关频率的变化由临界模式的运行原理可以知道随着峰值电流伴随着负载电流减小开关频率变化显示满载时 330kHz 四分之一载时高达 600kHz 四分之一载时高达 600kHz 所以这不仅给 MOS 驱动带来很大挑战而且也增加了开关损耗在半载时设计为跳频模式在半载时设计为跳频模式固定的峰值电流限制了开关频率的变化范围这里假设跳频中脉冲的个数位 NSW 下面这张图测试结果显示随着 NSW 的增加效率变高尽管如此较多的脉冲意味着较高的输出电压的纹波像上面中间这张图所示这个公式来估计频率变化和输出负载以及 NSW 的数目的关系 IOUT（BUR）是预先设定的进入跳频模式的负载点进入跳频模式的负载点 IOUT 是低于 IOUT（BUR）负载的比例举个例子如果跳频模式点选在半载当工作在四分之一载时这两个参数比值即为 0.5 换句话说当负载减小时 fBUR 频率减小而对于 NSW 越高跳频频率越降低而对于 NSW 越高跳频频率越降低有源钳位反激的控制方法如左图所示在右面重载时随着负载减小峰值励磁电流也减小所以开关频率会相应地提高这段区域定义为幅值控制输出电压的纹波的最大值在满载的时候当峰值励磁电流下降到预设定的跳频模式点的时候跳频模式钳位开关频率和峰值电流然后跳频的频率随着负载减小频率减小这里设计需要注意跳频的频率有可能进入音频范围内变压器能产生噪音另外如果跳频的脉冲的数量选择不合适这就需要增加更多的输出电容来满足纹波的需要谢谢大家