高功率密度和高效率适配器的设计考虑-第2部分

欢迎回来。

我叫 Brian King， 是德州仪器 (TI) 的

应用专家。

讨论高功率密度、 高效率适配器的

设计注意事项的演示 由两个视频组成，

这是其中的第二个。

在本视频中，我们 将探讨有源钳位

反激式的功率级的 设计注意事项

并回顾 65 瓦 USB-C PD 适配器设计。

影响有源 钳位反激式

设计的最重要 决定之一是

在 GaN FET 和硅 FET 之间的选择。

一般来说，使用 GaN FET 的设计往往

可实现比使用 硅 FET 的设计高 1% 到

2% 的效率。

当然，许多 因素都可能

改变这一数据， 比如设计的

功率水平或 您尝试使用的

工作频率范围。

GaN 由于其低输出 电容而具有明显的

优势。

这需要驱动 较少的负电流

以实现 ZVS。

因此，这允许 基于 GaN 的

设计在较高 频率下实现

更高的效率， 最终导致更高的

功率密度。

然而，GaN 是 一种新兴技术。

而且目前 成本高于硅。

因此，对于成本 较敏感的应用，

可以使用硅 FET，

但这将导致 稍大的外形。

低侧 FET 的 RMS 电流

将会高于 高侧 FET。

因此，您通常 会在高侧

选用电阻 比低侧的 FET

高的 FET。

实际 FET 的选择， 不管是 GaN 还是硅，

依然是归结为 导通电阻和输出

电容之间的权衡。

因此，在电源设计的 原型设计阶段，

请准备好尝试 指定器件系列内的

不同 FET，以找到 最佳的低侧和

高侧 FET 配置。

德州仪器 (TI)提供了一些 非常有用的设计计算器工具，

可以帮助 您选择 FET 和

有源钳位反激式。

要下载这些 工具，请访问

TI 网站上的 UCC28780 产品页面。

另一个会影响 设计总功率

密度的决定是

变压器内芯尺寸 和材料的选择。

我们在这里 列出了与有源

钳位反激式 搭配用于各种功率级的

一些典型内芯尺寸。

当然，这依赖于 其他变量，

比如对工作 频率的选择。

因此，这更多地 是用作选择内芯

尺寸时的建议起点。

较为激进的设计 可能会使用较小的内芯，

而较为保守的设计

则可能选择较大的内芯。

内芯材料的选择 也会影响内芯损耗。

过去的准驻留 反激式通常

在 100 千赫 及以下工作。

现在，随着有源钳位 反激式的出现，

工作频率上升 到了几百千赫。

因此，需要对内芯 材料的选择进行调整。

高频材料， 例如 N49，

可在这些频率下提供 较低的单位体积功率损耗。

另外，对于开关 频率较高的应用，

ΔB 的较小降低幅度

便会在单位体积功率 损耗或者说 Pv 中导致

较大的降幅。 如此处的示例所示，

对于在 500 千赫下 工作的 3F36 材料，

将 ΔB 从 0.1 特斯拉降低至

0.08 特斯拉， 也就是 20% 的降幅，

将会实际导致 Pv 降低 50%。

在使用有源钳位反激式时， 完整的变压器设计

至关重要。

不管是从内芯损耗角度， 还是从铜损耗角度，

都是这样。

正如前面所说的， 由于谐振钳位电流，

有源钳位 反激式中的

RMS 初级电流 将会较高。

此外，由于开关 频率现在比传统的

无源钳位 反激式高得多，

因此需要特别 注意趋肤效应和

接近效应。

趋肤效应 迫使电流

在单股的线束中 流向导体的

外边缘。

这有效地增加了 电流遇到的

交流电阻。

皮肤深度是指 从电流密度

下降到大约

表面值的 1/e 或 37% 的表面的

深度。

为了在不牺牲直流 电阻的情况下减小

交流电阻，必须 并联使用多股

直径较小的导线。

次级绕组上需要的 导线通常较少。

USB-C PD 适配器的 宽输出范围

也会给初级控制器 带来偏置问题。

输出电压可能 会以 6:1 的

因数变化。

初级偏置由 变压器上的辅助

绕组产生， 同样与输出电压

成比例。

因此，辅助 绕组电压

也将以 6:1 比率变化。

辅助绕组上的 匝数必须高到

足以在输出电压 处于最低值时对控制器

进行偏置。

但是，当输出 电压被调整到

一个较高的值时， 绕组电压就会过大。

这里所示的 电路通常用于

解决这个问题。

它采用两个辅助 绕组的叠加组合。

当输出电压 处于最低值时，

从辅助绕组 堆叠上的较高电压

获得初级偏置电压。

当输出电压 较高时，

电压较低的绕组 会提供偏置功率，

并切断与较高 电压偏置绕组

连接的分立 线性电路。

必须支持低至 3.3 伏的 输出电压的适配器

通常还需要一个 附加的次级辅助绕组，

以便为空气 放大器和 USB-C

控制器中的同步整流 驱动器提供偏置功率。

之前，我们讨论了 一些空载功率要求。

最近，我们

为笔记本适配器 制定了额外的要求，

称为微负载要求。

这些微负载 规范要求：

当负载为 250 毫瓦时，输入

功率小于 500 毫瓦。

有趣的是， 事实证明

这个要求 比实际的空载

功率要求 更难以满足。

这是由于， 有时必须进一步

降低在 500 毫瓦负载

条件下的工作频率， 才能达到这些

激进的目标。

您可以将右边 所示的简单电路

添加到必须满足 这种微负载规范的

适配器中。

它使用一些 来自 UCC28780 的

外部可用信号， 这些信号是 RUN、REF

和 PWMA 信号， 用于控制小信号 FET。

小信号 FET 会在 电阻分压器中切换到

电流检测网络。

这增加了 微负载条件下的

峰值电流，

从而降低了 工作频率，

并允许我们 降低功耗。

任何电源设计 都必须考虑布局。

对于高功率 密度设计，

必须要充分 利用所有可用的

三维空间。

通常，使用一个大容量 电容器要比使用两个

电容器节省空间。

另外，一定要 使用子卡。

在反激式中， 通常可以很容易地

将所有辅助组件 放置在单独的 PCB 上。

随着板尺寸的减小，

很难再在单个 蚀刻层上有效地

路由所有功率。

通常，主板上 需要具有四层。

此外，在这些高功率 密度适配器上，

由于开关器件 尺寸小且接近

输入滤波器， 可能更加难以

减小 EMI。

尽可能减小开关电流 环路的环路面积非常

重要，正如需要尽可能 减小具有高 DVDT 的蚀刻

表面积一样。

UCC28780 产品 说明书提供了更多

细节和指导。

在最后一部分，我们 将研究 TIDA-01622 65 瓦

USB-C PD 参考设计。

这张幻灯片 显示了参考设计的

详细概述。

TI 网站上提供了 许多有关此参考

设计的设计资料。

本演示文稿 在末尾的参考

部分提供了相关 地址和直接链接。

此设计涵盖了从 85 伏 交流电到 265 伏交流电的

通用输入范围。

输出可编程为 5 伏至 20 伏，

且可提供高达 3.25 安的电流。

峰值效率达到 94%， 待机功率则小于

50 毫瓦。

此设计采用了具有 GaN FET 的 UCC28780 以及

UCC24612，以驱动 同步整流器。

这里显示的 效率数据

对应的是左边为 115 伏交流输入，

右边为 230 伏交流 输入时的情况。

不同的曲线对应 不同的输出电压

设置。

请注意，即使负载 从 100% 水平降低到

25% 水平， 也仍然保持了高效率。

这张幻灯片上的 波形很好地

演示了 UCC28780 的 ZVS 运行。

绿色波形是开关 节点上的电压。

粉红色波形是低侧 FET 的栅极驱动。

从右边的放大 图像可以看出，

当高侧 FET 关断时，

漏极电压 被驱动到 0 伏。

然后短时间后， 应用低侧栅极脉冲，

实现 ZVS。

这里显示了 不同工作模式下的

波形。

同样，开关节点 是绿色迹线，

而低侧栅极信号 是粉红色迹线。

在重负载下，我们 以自适应振幅模式开始。

当负载降低到 大约 50% 时，

达到最大开关 频率钳位并且

控制器在自适应 突发模式下工作。

随着负载 进一步降低，

每个突发数据包的 开关脉冲数量减少，

以便将突发 频率保持在

25 千赫以上。

最终，当负载 降低到每个

突发数据包只有 两个脉冲的点时，

设备进入低功率 模式，此时峰值

电流开始降低。

在接近空载时， 进入待机模式，

此开关频率会降低到 非常低的水平。

我们在这里显示了 组件在低线路

条件下的热图像。

左边对应的是 90 伏交流电的极低

线路条件。

右边是 115 伏 交流电的标称

北美线路。

电路板上 最热的部分

是二极管桥 和低侧 FET，

在 90 伏交流电输入 条件下，才刚刚超过

70 摄氏度。

这里显示了实验室 测量的传导 EMI 图。

可以看出， 在 20 伏和

3.25 安满载 条件下，

测量结果低于 准峰值和平均

极限线。

总的来说， 结合了 GaN 等

新 FET 技术的 先进的新型

控制器将提高效率 并缩小适配器的尺寸。

这里重点介绍的 示例参考设计

演示了 UCC28780

如何实现超过 每立方英寸开放

框架 30 瓦的功率密度。 260

欢迎回来。

我叫 Brian King， 是德州仪器 (TI) 的

应用专家。

讨论高功率密度、 高效率适配器的

设计注意事项的演示 由两个视频组成，

这是其中的第二个。

在本视频中，我们 将探讨有源钳位

反激式的功率级的 设计注意事项

并回顾 65 瓦 USB-C PD 适配器设计。

影响有源 钳位反激式

设计的最重要 决定之一是

在 GaN FET 和硅 FET 之间的选择。

一般来说，使用 GaN FET 的设计往往

可实现比使用 硅 FET 的设计高 1% 到

2% 的效率。

当然，许多 因素都可能

改变这一数据， 比如设计的

功率水平或 您尝试使用的

工作频率范围。

GaN 由于其低输出 电容而具有明显的

优势。

这需要驱动 较少的负电流

以实现 ZVS。

因此，这允许 基于 GaN 的

设计在较高 频率下实现

更高的效率， 最终导致更高的

功率密度。

然而，GaN 是 一种新兴技术。

而且目前 成本高于硅。

因此，对于成本 较敏感的应用，

可以使用硅 FET，

但这将导致 稍大的外形。

低侧 FET 的 RMS 电流

将会高于 高侧 FET。

因此，您通常 会在高侧

选用电阻 比低侧的 FET

高的 FET。

实际 FET 的选择， 不管是 GaN 还是硅，

依然是归结为 导通电阻和输出

电容之间的权衡。

因此，在电源设计的 原型设计阶段，

请准备好尝试 指定器件系列内的

不同 FET，以找到 最佳的低侧和

高侧 FET 配置。

德州仪器 (TI)提供了一些 非常有用的设计计算器工具，

可以帮助 您选择 FET 和

有源钳位反激式。

要下载这些 工具，请访问

TI 网站上的 UCC28780 产品页面。

另一个会影响 设计总功率

密度的决定是

变压器内芯尺寸 和材料的选择。

我们在这里 列出了与有源

钳位反激式 搭配用于各种功率级的

一些典型内芯尺寸。

当然，这依赖于 其他变量，

比如对工作 频率的选择。

因此，这更多地 是用作选择内芯

尺寸时的建议起点。

较为激进的设计 可能会使用较小的内芯，

而较为保守的设计

则可能选择较大的内芯。

内芯材料的选择 也会影响内芯损耗。

过去的准驻留 反激式通常

在 100 千赫 及以下工作。

现在，随着有源钳位 反激式的出现，

工作频率上升 到了几百千赫。

因此，需要对内芯 材料的选择进行调整。

高频材料， 例如 N49，

可在这些频率下提供 较低的单位体积功率损耗。

另外，对于开关 频率较高的应用，

ΔB 的较小降低幅度

便会在单位体积功率 损耗或者说 Pv 中导致

较大的降幅。 如此处的示例所示，

对于在 500 千赫下 工作的 3F36 材料，

将 ΔB 从 0.1 特斯拉降低至

0.08 特斯拉， 也就是 20% 的降幅，

将会实际导致 Pv 降低 50%。

在使用有源钳位反激式时， 完整的变压器设计

至关重要。

不管是从内芯损耗角度， 还是从铜损耗角度，

都是这样。

正如前面所说的， 由于谐振钳位电流，

有源钳位 反激式中的

RMS 初级电流 将会较高。

此外，由于开关 频率现在比传统的

无源钳位 反激式高得多，

因此需要特别 注意趋肤效应和

接近效应。

趋肤效应 迫使电流

在单股的线束中 流向导体的

外边缘。

这有效地增加了 电流遇到的

交流电阻。

皮肤深度是指 从电流密度

下降到大约

表面值的 1/e 或 37% 的表面的

深度。

为了在不牺牲直流 电阻的情况下减小

交流电阻，必须 并联使用多股

直径较小的导线。

次级绕组上需要的 导线通常较少。

USB-C PD 适配器的 宽输出范围

也会给初级控制器 带来偏置问题。

输出电压可能 会以 6:1 的

因数变化。

初级偏置由 变压器上的辅助

绕组产生， 同样与输出电压

成比例。

因此，辅助 绕组电压

也将以 6:1 比率变化。

辅助绕组上的 匝数必须高到

足以在输出电压 处于最低值时对控制器

进行偏置。

但是，当输出 电压被调整到

一个较高的值时， 绕组电压就会过大。

这里所示的 电路通常用于

解决这个问题。

它采用两个辅助 绕组的叠加组合。

当输出电压 处于最低值时，

从辅助绕组 堆叠上的较高电压

获得初级偏置电压。

当输出电压 较高时，

电压较低的绕组 会提供偏置功率，

并切断与较高 电压偏置绕组

连接的分立 线性电路。

必须支持低至 3.3 伏的 输出电压的适配器

通常还需要一个 附加的次级辅助绕组，

以便为空气 放大器和 USB-C

控制器中的同步整流 驱动器提供偏置功率。

之前，我们讨论了 一些空载功率要求。

最近，我们

为笔记本适配器 制定了额外的要求，

称为微负载要求。

这些微负载 规范要求：

当负载为 250 毫瓦时，输入

功率小于 500 毫瓦。

有趣的是， 事实证明

这个要求 比实际的空载

功率要求 更难以满足。

这是由于， 有时必须进一步

降低在 500 毫瓦负载

条件下的工作频率， 才能达到这些

激进的目标。

您可以将右边 所示的简单电路

添加到必须满足 这种微负载规范的

适配器中。

它使用一些 来自 UCC28780 的

外部可用信号， 这些信号是 RUN、REF

和 PWMA 信号， 用于控制小信号 FET。

小信号 FET 会在 电阻分压器中切换到

电流检测网络。

这增加了 微负载条件下的

峰值电流，

从而降低了 工作频率，

并允许我们 降低功耗。

任何电源设计 都必须考虑布局。

对于高功率 密度设计，

必须要充分 利用所有可用的

三维空间。

通常，使用一个大容量 电容器要比使用两个

电容器节省空间。

另外，一定要 使用子卡。

在反激式中， 通常可以很容易地

将所有辅助组件 放置在单独的 PCB 上。

随着板尺寸的减小，

很难再在单个 蚀刻层上有效地

路由所有功率。

通常，主板上 需要具有四层。

此外，在这些高功率 密度适配器上，

由于开关器件 尺寸小且接近

输入滤波器， 可能更加难以

减小 EMI。

尽可能减小开关电流 环路的环路面积非常

重要，正如需要尽可能 减小具有高 DVDT 的蚀刻

表面积一样。

UCC28780 产品 说明书提供了更多

细节和指导。

在最后一部分，我们 将研究 TIDA-01622 65 瓦

USB-C PD 参考设计。

这张幻灯片 显示了参考设计的

详细概述。

TI 网站上提供了 许多有关此参考

设计的设计资料。

本演示文稿 在末尾的参考

部分提供了相关 地址和直接链接。

此设计涵盖了从 85 伏 交流电到 265 伏交流电的

通用输入范围。

输出可编程为 5 伏至 20 伏，

且可提供高达 3.25 安的电流。

峰值效率达到 94%， 待机功率则小于

50 毫瓦。

此设计采用了具有 GaN FET 的 UCC28780 以及

UCC24612，以驱动 同步整流器。

这里显示的 效率数据

对应的是左边为 115 伏交流输入，

右边为 230 伏交流 输入时的情况。

不同的曲线对应 不同的输出电压

设置。

请注意，即使负载 从 100% 水平降低到

25% 水平， 也仍然保持了高效率。

这张幻灯片上的 波形很好地

演示了 UCC28780 的 ZVS 运行。

绿色波形是开关 节点上的电压。

粉红色波形是低侧 FET 的栅极驱动。

从右边的放大 图像可以看出，

当高侧 FET 关断时，

漏极电压 被驱动到 0 伏。

然后短时间后， 应用低侧栅极脉冲，

实现 ZVS。

这里显示了 不同工作模式下的

波形。

同样，开关节点 是绿色迹线，

而低侧栅极信号 是粉红色迹线。

在重负载下，我们 以自适应振幅模式开始。

当负载降低到 大约 50% 时，

达到最大开关 频率钳位并且

控制器在自适应 突发模式下工作。

随着负载 进一步降低，

每个突发数据包的 开关脉冲数量减少，

以便将突发 频率保持在

25 千赫以上。

最终，当负载 降低到每个

突发数据包只有 两个脉冲的点时，

设备进入低功率 模式，此时峰值

电流开始降低。

在接近空载时， 进入待机模式，

此开关频率会降低到 非常低的水平。

我们在这里显示了 组件在低线路

条件下的热图像。

左边对应的是 90 伏交流电的极低

线路条件。

右边是 115 伏 交流电的标称

北美线路。

电路板上 最热的部分

是二极管桥 和低侧 FET，

在 90 伏交流电输入 条件下，才刚刚超过

70 摄氏度。

这里显示了实验室 测量的传导 EMI 图。

可以看出， 在 20 伏和

3.25 安满载 条件下，

测量结果低于 准峰值和平均

极限线。

总的来说， 结合了 GaN 等

新 FET 技术的 先进的新型

控制器将提高效率 并缩小适配器的尺寸。

这里重点介绍的 示例参考设计

演示了 UCC28780

如何实现超过 每立方英寸开放

框架 30 瓦的功率密度。 260