电池测试设备直流电源系统设计

你好。

我叫Jerry Chen。

我是华南团队的现场应用工程师。

本视频将介绍如何设计 具有高性能的

电池测试仪和德州仪器本地产品。

用户视频中的系统设计由

Taras Dudar提供。

他是测试和修订应用程序的系统架构师。

电池厂的现代制造

需要越来越多的特定测试仪来提高生产率。

本视频将介绍解决主要挑战的

电池测试设备设计。

您将学习如何使用

双向电流控制器

AM5170和精密模拟设备设计电池测试仪，

如何校准测量结果，

以及如何利用此测试仪

来反映负载的阻抗。

这是议程。

首先，我将介绍电池测试器架构

和参考设计。

接下来，我将讨论具有平均电流

模式控制的双向电源。

还讨论了如何确定电压输入

和开关频率。

然后我将介绍如何选择放大器

并估算误差。

最后，我将向您展示如何校准

系统设计中的电流测量

以及如何通过参考设计

测量负载阻抗。

锂离子电池测试需要电压和电流控制，

精度为0.05％。

我们的参考设计为您提供50安培

电池测试仪的解决方案。

它是一个双向测试仪，用于充电和放电，

精度为0.01％。

这是典型的电池测试系统。

它将输入电压转换为0至5伏，

为电池充电。

它通常是双向的。

这可以将电池电量

转换回能量的输入。

模拟前端是

镜像电压和电流。

利用电压和电流信息，

MCU可以通过恒定电流或恒定电压操作

来控制充电和放电。

过电流，过电压保护作为

该系统所需的隔离接口。

双向电源以及电流

和电压的测量是关键问题。

这就是我们在本视频中关注的内容。

您可以访问ti.com上的batteery测试

设备的网页。

这包括有关系统，TI产品

和其他不同设计的所有信息。

我们发布了电池测试仪的设计，

用于低电流和高电流。

对于低电流，选择一个MOSFET和一个升压转换器

集成在MOSFET上，

实现了方向功能。

超过10安培的中间电流，

我们选择DC / DC与外部MOSFET。

当电流大于20安培时，

我们使用多面控制器进行并联

运行。

具有50安培能力的TIDA-01040

是一种不同的设计，我们将在后面详细讨论。

LM5170是一款采用TIDA-001040

不同设计的双向控制器。

它有一个方向引脚来控制

充电和放电之间的逆向集成。

该设备是平均电流模式控制器。

它可以实现1％的电流调节精度。

它有助于多相交错操作的。

设计

LM5170可以在仿真模式下工作，

以启动模式，如电池。

我们来看看LM5170的电路。

电池端口的电压为0至5伏。

这是单节电池的电压范围。

输入电压由设计人员决定。

只要它比5伏更高。

LM5170具有宽输入电压

和开关频率的工作范围。

但这并不意味着我们可以

根据需要选择任何电压和频率。

高电压和高频率会使MOSFET过热。

温度升高也会影响

电池测试仪的准确性。

首先，我们将通过功率损耗和MOSFET

确定输入电压和开关频率。

这是我们在参考设计中选择的MOSFET。

所有参数值均在MOSFET数据手册中

指定。

GFS是电流与栅极 - 源极电压的

前向桁架承包商。

在这个图中，你可以看到GFS约为60…

以下是为电池充电的电源规格。

我们选择12伏作为输入电压。

我们可以得到输入反向和输出电容0门

到电源电压和12伏电容曲线。

输出电压为4.2伏，这是

电池的典型电压。

该参考设计完全使用四对高侧和低侧MOSFET，

用于双50安培电流。

因此，低端MOSFET的电流为12.5安培。

此设计中的切换为56纳秒。

利用总栅极电荷，栅极阈值电压，

输出电流和正向桁架电导，

我们可以计算出该电源设计中MOSFET的

有源输入电容。

反向和输出电容与输入电容

具有相同的多极。

电阻是MOSFET的栅极电阻

和电路中的

电阻。

Tg是电阻和输入

电容的常数。

该设计中的占空比为35％。

我们发现纹波电流为5.81安培。

因此纹波电流比为46％。

根据本幻灯片中的这些值，

我们可以计算出MOSFET的功率损耗。

有不同类型的功率损耗。

首先，我们来看看MOSFET的

转换。

此图显示MOSFET栅极

到源电压到电源电压

和电流波形仍然…

存在从0到阈值电压的

源电压半径栅极。

漏极电流为0。

因此，此时的功率损耗很低。

在Q1期间，从阈值电压

增加到微电压，

t2期间是微电压的持续时间。

在t2之后，VDS为0伏。

所以这里的功率损耗也是0。

您可以看到在t1和t2期间

存在漏极电流和电压的重叠区域。

它会导致功率损失。

我们将其称为交叉损失。

现在我们采用上一张幻灯片的结果

来计算t1和t2时间段的时间。

t1和t2的总时间是交叉损失的持续时间。

过渡时间是相反的开启程序。

重叠误差也发生在微电压

和从微电压到阈值的时期。

我们计算t3和t4的时间

以获得关闭期间重叠区域的总时间。

漏极电流和电压的重叠区域是

三角形。

因此，交叉损失是三角形的

计算面积。

现在我们继续计算MOSFET的功率损耗。

如上一张幻灯片所述，

我们计算了开启三角形的误差。

开关频率配置为100千赫兹。

因此，在1秒的时间内，交叉损耗

将三角形误差乘以100,000。

对于关断的交叉损失，计算相同。

因此，我们可以获得开启和关闭的总交叉损失。

在一个开关周期中，MOSFET的输出电容充电，

然后放电。

这是输出电容损耗。

同样，栅极的寄生电容

导致栅极驱动损耗。

为了防止高端MOSFET

和低端MOSFET的…

在转换器中增加了两个较短的项。

第一个是…到低端MOSFET关断

和高端MOSFET导通之间的时间。

第二个是高端MOSFET关断

和低端MOSFET导通之间的

死区时间。

在这两个死区时间内，高侧和低侧

MOSFET都关闭。

低端MOSFET的体二极管

导通电感电流。

这种低侧体二极管导通

将两个功率损耗引入系统。

死区时间损失和二极管反向恢复损耗。

现在我们可以计算出

高端MOSFET的总开关损耗。

它包括交叉损耗、栅极驱动损耗

和输出电容损耗。

这是低端MOSFET的开关损耗。

这包括栅极驱动损耗，输出电容损耗，

死区时间损耗和二极管反向恢复损耗。

低端MOSFET导通和关断，其源极电压

等于体二极管正向电压。

因此，低侧交叉损耗小，

这里可以忽略不计。

我们继续计算MOSFET的漏源电阻

输出电流、占空比

和电流纹波比的传导损耗。

最后，我们得到了高端

和低端MOSFET的总功率损耗。

我们来看看这些计算。

您可以看到开关损耗的每个部分

都乘以开关频率。

在某些计算中，您还可以看到

V输入电压，

尤其是输出电容损耗。

V输入电压是平方数。

此外，占空比和电流纹波比

也与V输入电压有关。

从这张幻灯片中，我们应该小心确定

输入电压和开关频率，

以降低MOSFET的升温，

因为温度上升

会降低系统的精度。

以下是MOSFET功耗的小结。

在TIDA-01040参考设计中，输入电压为12伏，

开关频率为100千赫兹。

一对高侧和低侧MOSFET的

总功率损耗为1.3伏。

如果我们将开关频率提高到200千赫兹，

您可以看到高侧和低侧

MOSFET的开关损耗都加倍。

如果我们将开关频率保持在100千赫兹，

但将输入电压增加到24伏，

可以看到开关损耗和高侧

和低侧MOSFET的导通损耗

都增加，只有高侧导通损耗除外。

因此，在我们的参考设计中

显示12伏特和100千赫兹，您可以在四对高侧和低侧

MOSFET中每次损耗节省大约3伏特。

输入电压和开关频率后，

我们将讨论电流控制模式。

峰值电流模式是电源中常用的控制模式。

它将开关电流与电压环设定的程序电平

进行比较。

当电流达到所需水平时，

比较器关闭电源开关。

我们来看一个例子。

峰值开关电流由误差电压设定。

平均电流水平位于电流纹波的

中间点。

在降压电源中，输出电流等于

该平均电流。

在传输过程中，输入电压降低。

接通时间将增加，

但峰值电流在此传输响应中设置为

相同的电平。

您可以看到平均电流

高于之前的水平。

因此，峰值电流模式计数

始终保持输出电流恒定。

平均电流模式通过

在电流环路中引入误差放大器

来克服该问题。

放大当前误差并将其

与斜坡和…比较器输入进行比较。

结果是平均电流

以高精度跟踪程序级别。

这是当前控制模式的比较。

平均电流模式具有更好的抗噪性

和电流调节精度。

而且它不需要斜率补偿。

在LM5170中，它集成了固定增益

电流放大器和开关，用于控制感应电流的方向。

这使得电感器电流占空比的

功率级传递函数在降压模式

和升压模式之间类似。

我们采用降压模式为电池充电，升压模式

放电。

这是功率级环路模型。

您可以看到降压模式和升压模式的

当前环路传递函数类似。

并且在升压模式的电流回路中

存在低右半平面零点。

我们还有另一个由Garret Roecker

提供的培训视频。

它应该引入一种简化的方法

来模拟和补偿LM5170的控制回路。

为了提高平均电流控制的精度，

我们必须选择用于电流检测的精密放大器。

LM5170的电流放大器精度仅为1％。

因此我们应该添加更好的精密放大器和输出，

以实现精确的电流检测。

以下是精密放大器的三种选择。

INA188和INA826是仪表放大器。

INA190是一款电流检测放大器，电源电压

仅为5伏。

INA190可以测量高达40伏的

公共电压。

INA188和INA190是自动归零放大器。

在规格中，所有三个放大器的

输入偏置电流和偏移电流都非常小。

因此估计错误可能是…

我们来估计放大器的误差。

分流电阻为1分钟，以检测50安培电流。

公共电压等于4.2伏的电池电压。

在之前的幻灯片中，我们选择合适的电压

和频率来降低升温。

在这里，我们采取25度作为最高升温。

我们继续计算公共电压误差、

偏移误差和增益误差。

然后我们得到三个放大器的总误差。

您可以看到INA188和190的

误差远小于INA826。

主要原因是INA188和190的

偏移电压较小。

从等效电流误差中，

您可以看到偏移误差在总误差中

占很大比重。

INA188和INA190是零漂移放大器。

自动调零技术对每个周期

校准偏移电压。

该图显示了错误率

校准周期的前半部分和后半部分。

您可以看到输入信号永远不会异相。

由于从第一周期阶段

到第二周期阶段的偏移误差与极性相反，

因此误差平均为零。

零漂移放大器的优点

是非常小的失调电压和温度漂移。

这种放大器的低频余量

也低得多。

要实现精确的电流测量，

必须对电流检测电阻进行四次校正。

两个校正应处理电流，

而另外两个校正电阻上的

电压漂移。

我们在此参考设计中选择了

四个校正电阻。

电阻器的功耗低于

额定功率，而100万欧姆电阻器的

容差比为1％。

这大于0.05精度的

电流测量值。

所以我们必须校准电池测试仪系统中的错误。

这是电池测试仪的参考设计。

德州仪器（TI）的系统中有开关设备。

双向控制器AM5170

可在降压和升压模式下工作，

为电池充电和放电。

INA188通过开关检测电流，

因此输入可改变电流方向。

输入电压和电池电压

也由精密放大器检测。

两个开关选择输入电压和电池电压之间的

反馈电压，这由降压或升压模式

决定。

端电压也由这些电压放大器设定。

对于恒定电流操作，电流环路通过ORing二极管

控制整个反馈环路。

缓冲电压和电流检测

以进行监测和测量。

由于DAC可以设置输出电压

和电池测试仪的电流，我们可以使用

DAC执行校准和感应电平。

我们来看看输出电流

与DAC代码的传递函数。

空闲函数是具有恒定增益

和零偏移的直线。

实际函数几乎是一条直线，

但它包括总偏移误差

和系统的增益误差。

以下是关于如何校准电流的一个示例。

我们测量两个实际电流值

并记录DAC代码以进行两点校准。

我们采用这些方程来计算增益和偏移。

校准后的电流等于DAC代码

乘以增益，再加上偏移量。

DAC代码为29,360时的电流是多少？

通过该等式计算后，

校准电流约为49.93安培。

这是我们使用相同DAC代码制作的有功电流。

我们可以看到错误大约是0.025％。

如果我们在没有校准的情况下通过空闲增益计算电流，

结果是50.36安培。

这是50.36安培的0.83％误差。

我们采用校准公式计算出

代码应为29,626。

校准可以提高精度，

因此可以提高1个数量级。

但是，误差电压的大小

无论如何都要由总系统误差决定。

这就是我们使用平均电流模式

和精密放大器来减少

前面幻灯片讨论中的误差的原因。

作为校准的一个例子，两点校准

是最简单和最快速的方法。

如果我们测量更多数量的电流值，

我们可以对测量进行更准确的校准。

这是参考设计的结果。

我们将在整个范围内实现0.01％的准确度。

一个有趣的事情是，如果我们

将正弦波注入参考电流输入，

输出电流将跟踪该参考电流作

为正弦波。

我们可以利用这个正弦波输出

电流来测量负载的阻抗。

这里我们使用更大的电阻来检测输出电流。

这是阻抗测量的测试设置。

您可以看到输出电流

和输出电压都是正弦波。

我们可以用电流检测电阻计算出电流的

幅度。

在这种情况下，我们只是通过示波器

粗略地测量电压和电流。

如果我们通过模数转换器

对电压和电流进行采样

并处理数据数字单节点处理器，

我们就可以得到电压

和电流的幅度和相位。

然后我们就能计算出负载的阻抗。

这是我们的电流和电压方程。

电流与电压不同相。

相位延迟取决于频率。

我们可以通过欧姆定律计算阻抗。

阻抗包括实部和虚部。

我们可以分别弄清楚这两个部分。

这是不同频率下阻抗

和相位延迟的结果。

你好。

我叫Jerry Chen。

我是华南团队的现场应用工程师。

本视频将介绍如何设计 具有高性能的

电池测试仪和德州仪器本地产品。

用户视频中的系统设计由

Taras Dudar提供。

他是测试和修订应用程序的系统架构师。

电池厂的现代制造

需要越来越多的特定测试仪来提高生产率。

本视频将介绍解决主要挑战的

电池测试设备设计。

您将学习如何使用

双向电流控制器

AM5170和精密模拟设备设计电池测试仪，

如何校准测量结果，

以及如何利用此测试仪

来反映负载的阻抗。

这是议程。

首先，我将介绍电池测试器架构

和参考设计。

接下来，我将讨论具有平均电流

模式控制的双向电源。

还讨论了如何确定电压输入

和开关频率。

然后我将介绍如何选择放大器

并估算误差。

最后，我将向您展示如何校准

系统设计中的电流测量

以及如何通过参考设计

测量负载阻抗。

锂离子电池测试需要电压和电流控制，

精度为0.05％。

我们的参考设计为您提供50安培

电池测试仪的解决方案。

它是一个双向测试仪，用于充电和放电，

精度为0.01％。

这是典型的电池测试系统。

它将输入电压转换为0至5伏，

为电池充电。

它通常是双向的。

这可以将电池电量

转换回能量的输入。

模拟前端是

镜像电压和电流。

利用电压和电流信息，

MCU可以通过恒定电流或恒定电压操作

来控制充电和放电。

过电流，过电压保护作为

该系统所需的隔离接口。

双向电源以及电流

和电压的测量是关键问题。

这就是我们在本视频中关注的内容。

您可以访问ti.com上的batteery测试

设备的网页。

这包括有关系统，TI产品

和其他不同设计的所有信息。

我们发布了电池测试仪的设计，

用于低电流和高电流。

对于低电流，选择一个MOSFET和一个升压转换器

集成在MOSFET上，

实现了方向功能。

超过10安培的中间电流，

我们选择DC / DC与外部MOSFET。

当电流大于20安培时，

我们使用多面控制器进行并联

运行。

具有50安培能力的TIDA-01040

是一种不同的设计，我们将在后面详细讨论。

LM5170是一款采用TIDA-001040

不同设计的双向控制器。

它有一个方向引脚来控制

充电和放电之间的逆向集成。

该设备是平均电流模式控制器。

它可以实现1％的电流调节精度。

它有助于多相交错操作的。

设计

LM5170可以在仿真模式下工作，

以启动模式，如电池。

我们来看看LM5170的电路。

电池端口的电压为0至5伏。

这是单节电池的电压范围。

输入电压由设计人员决定。

只要它比5伏更高。

LM5170具有宽输入电压

和开关频率的工作范围。

但这并不意味着我们可以

根据需要选择任何电压和频率。

高电压和高频率会使MOSFET过热。

温度升高也会影响

电池测试仪的准确性。

首先，我们将通过功率损耗和MOSFET

确定输入电压和开关频率。

这是我们在参考设计中选择的MOSFET。

所有参数值均在MOSFET数据手册中

指定。

GFS是电流与栅极 - 源极电压的

前向桁架承包商。

在这个图中，你可以看到GFS约为60…

以下是为电池充电的电源规格。

我们选择12伏作为输入电压。

我们可以得到输入反向和输出电容0门

到电源电压和12伏电容曲线。

输出电压为4.2伏，这是

电池的典型电压。

该参考设计完全使用四对高侧和低侧MOSFET，

用于双50安培电流。

因此，低端MOSFET的电流为12.5安培。

此设计中的切换为56纳秒。

利用总栅极电荷，栅极阈值电压，

输出电流和正向桁架电导，

我们可以计算出该电源设计中MOSFET的

有源输入电容。

反向和输出电容与输入电容

具有相同的多极。

电阻是MOSFET的栅极电阻

和电路中的

电阻。

Tg是电阻和输入

电容的常数。

该设计中的占空比为35％。

我们发现纹波电流为5.81安培。

因此纹波电流比为46％。

根据本幻灯片中的这些值，

我们可以计算出MOSFET的功率损耗。

有不同类型的功率损耗。

首先，我们来看看MOSFET的

转换。

此图显示MOSFET栅极

到源电压到电源电压

和电流波形仍然…

存在从0到阈值电压的

源电压半径栅极。

漏极电流为0。

因此，此时的功率损耗很低。

在Q1期间，从阈值电压

增加到微电压，

t2期间是微电压的持续时间。

在t2之后，VDS为0伏。

所以这里的功率损耗也是0。

您可以看到在t1和t2期间

存在漏极电流和电压的重叠区域。

它会导致功率损失。

我们将其称为交叉损失。

现在我们采用上一张幻灯片的结果

来计算t1和t2时间段的时间。

t1和t2的总时间是交叉损失的持续时间。

过渡时间是相反的开启程序。

重叠误差也发生在微电压

和从微电压到阈值的时期。

我们计算t3和t4的时间

以获得关闭期间重叠区域的总时间。

漏极电流和电压的重叠区域是

三角形。

因此，交叉损失是三角形的

计算面积。

现在我们继续计算MOSFET的功率损耗。

如上一张幻灯片所述，

我们计算了开启三角形的误差。

开关频率配置为100千赫兹。

因此，在1秒的时间内，交叉损耗

将三角形误差乘以100,000。

对于关断的交叉损失，计算相同。

因此，我们可以获得开启和关闭的总交叉损失。

在一个开关周期中，MOSFET的输出电容充电，

然后放电。

这是输出电容损耗。

同样，栅极的寄生电容

导致栅极驱动损耗。

为了防止高端MOSFET

和低端MOSFET的…

在转换器中增加了两个较短的项。

第一个是…到低端MOSFET关断

和高端MOSFET导通之间的时间。

第二个是高端MOSFET关断

和低端MOSFET导通之间的

死区时间。

在这两个死区时间内，高侧和低侧

MOSFET都关闭。

低端MOSFET的体二极管

导通电感电流。

这种低侧体二极管导通

将两个功率损耗引入系统。

死区时间损失和二极管反向恢复损耗。

现在我们可以计算出

高端MOSFET的总开关损耗。

它包括交叉损耗、栅极驱动损耗

和输出电容损耗。

这是低端MOSFET的开关损耗。

这包括栅极驱动损耗，输出电容损耗，

死区时间损耗和二极管反向恢复损耗。

低端MOSFET导通和关断，其源极电压

等于体二极管正向电压。

因此，低侧交叉损耗小，

这里可以忽略不计。

我们继续计算MOSFET的漏源电阻

输出电流、占空比

和电流纹波比的传导损耗。

最后，我们得到了高端

和低端MOSFET的总功率损耗。

我们来看看这些计算。

您可以看到开关损耗的每个部分

都乘以开关频率。

在某些计算中，您还可以看到

V输入电压，

尤其是输出电容损耗。

V输入电压是平方数。

此外，占空比和电流纹波比

也与V输入电压有关。

从这张幻灯片中，我们应该小心确定

输入电压和开关频率，

以降低MOSFET的升温，

因为温度上升

会降低系统的精度。

以下是MOSFET功耗的小结。

在TIDA-01040参考设计中，输入电压为12伏，

开关频率为100千赫兹。

一对高侧和低侧MOSFET的

总功率损耗为1.3伏。

如果我们将开关频率提高到200千赫兹，

您可以看到高侧和低侧

MOSFET的开关损耗都加倍。

如果我们将开关频率保持在100千赫兹，

但将输入电压增加到24伏，

可以看到开关损耗和高侧

和低侧MOSFET的导通损耗

都增加，只有高侧导通损耗除外。

因此，在我们的参考设计中

显示12伏特和100千赫兹，您可以在四对高侧和低侧

MOSFET中每次损耗节省大约3伏特。

输入电压和开关频率后，

我们将讨论电流控制模式。

峰值电流模式是电源中常用的控制模式。

它将开关电流与电压环设定的程序电平

进行比较。

当电流达到所需水平时，

比较器关闭电源开关。

我们来看一个例子。

峰值开关电流由误差电压设定。

平均电流水平位于电流纹波的

中间点。

在降压电源中，输出电流等于

该平均电流。

在传输过程中，输入电压降低。

接通时间将增加，

但峰值电流在此传输响应中设置为

相同的电平。

您可以看到平均电流

高于之前的水平。

因此，峰值电流模式计数

始终保持输出电流恒定。

平均电流模式通过

在电流环路中引入误差放大器

来克服该问题。

放大当前误差并将其

与斜坡和…比较器输入进行比较。

结果是平均电流

以高精度跟踪程序级别。

这是当前控制模式的比较。

平均电流模式具有更好的抗噪性

和电流调节精度。

而且它不需要斜率补偿。

在LM5170中，它集成了固定增益

电流放大器和开关，用于控制感应电流的方向。

这使得电感器电流占空比的

功率级传递函数在降压模式

和升压模式之间类似。

我们采用降压模式为电池充电，升压模式

放电。

这是功率级环路模型。

您可以看到降压模式和升压模式的

当前环路传递函数类似。

并且在升压模式的电流回路中

存在低右半平面零点。

我们还有另一个由Garret Roecker

提供的培训视频。

它应该引入一种简化的方法

来模拟和补偿LM5170的控制回路。

为了提高平均电流控制的精度，

我们必须选择用于电流检测的精密放大器。

LM5170的电流放大器精度仅为1％。

因此我们应该添加更好的精密放大器和输出，

以实现精确的电流检测。

以下是精密放大器的三种选择。

INA188和INA826是仪表放大器。

INA190是一款电流检测放大器，电源电压

仅为5伏。

INA190可以测量高达40伏的

公共电压。

INA188和INA190是自动归零放大器。

在规格中，所有三个放大器的

输入偏置电流和偏移电流都非常小。

因此估计错误可能是…

我们来估计放大器的误差。

分流电阻为1分钟，以检测50安培电流。

公共电压等于4.2伏的电池电压。

在之前的幻灯片中，我们选择合适的电压

和频率来降低升温。

在这里，我们采取25度作为最高升温。

我们继续计算公共电压误差、

偏移误差和增益误差。

然后我们得到三个放大器的总误差。

您可以看到INA188和190的

误差远小于INA826。

主要原因是INA188和190的

偏移电压较小。

从等效电流误差中，

您可以看到偏移误差在总误差中

占很大比重。

INA188和INA190是零漂移放大器。

自动调零技术对每个周期

校准偏移电压。

该图显示了错误率

校准周期的前半部分和后半部分。

您可以看到输入信号永远不会异相。

由于从第一周期阶段

到第二周期阶段的偏移误差与极性相反，

因此误差平均为零。

零漂移放大器的优点

是非常小的失调电压和温度漂移。

这种放大器的低频余量

也低得多。

要实现精确的电流测量，

必须对电流检测电阻进行四次校正。

两个校正应处理电流，

而另外两个校正电阻上的

电压漂移。

我们在此参考设计中选择了

四个校正电阻。

电阻器的功耗低于

额定功率，而100万欧姆电阻器的

容差比为1％。

这大于0.05精度的

电流测量值。

所以我们必须校准电池测试仪系统中的错误。

这是电池测试仪的参考设计。

德州仪器（TI）的系统中有开关设备。

双向控制器AM5170

可在降压和升压模式下工作，

为电池充电和放电。

INA188通过开关检测电流，

因此输入可改变电流方向。

输入电压和电池电压

也由精密放大器检测。

两个开关选择输入电压和电池电压之间的

反馈电压，这由降压或升压模式

决定。

端电压也由这些电压放大器设定。

对于恒定电流操作，电流环路通过ORing二极管

控制整个反馈环路。

缓冲电压和电流检测

以进行监测和测量。

由于DAC可以设置输出电压

和电池测试仪的电流，我们可以使用

DAC执行校准和感应电平。

我们来看看输出电流

与DAC代码的传递函数。

空闲函数是具有恒定增益

和零偏移的直线。

实际函数几乎是一条直线，

但它包括总偏移误差

和系统的增益误差。

以下是关于如何校准电流的一个示例。

我们测量两个实际电流值

并记录DAC代码以进行两点校准。

我们采用这些方程来计算增益和偏移。

校准后的电流等于DAC代码

乘以增益，再加上偏移量。

DAC代码为29,360时的电流是多少？

通过该等式计算后，

校准电流约为49.93安培。

这是我们使用相同DAC代码制作的有功电流。

我们可以看到错误大约是0.025％。

如果我们在没有校准的情况下通过空闲增益计算电流，

结果是50.36安培。

这是50.36安培的0.83％误差。

我们采用校准公式计算出

代码应为29,626。

校准可以提高精度，

因此可以提高1个数量级。

但是，误差电压的大小

无论如何都要由总系统误差决定。

这就是我们使用平均电流模式

和精密放大器来减少

前面幻灯片讨论中的误差的原因。

作为校准的一个例子，两点校准

是最简单和最快速的方法。

如果我们测量更多数量的电流值，

我们可以对测量进行更准确的校准。

这是参考设计的结果。

我们将在整个范围内实现0.01％的准确度。

一个有趣的事情是，如果我们

将正弦波注入参考电流输入，

输出电流将跟踪该参考电流作

为正弦波。

我们可以利用这个正弦波输出

电流来测量负载的阻抗。

这里我们使用更大的电阻来检测输出电流。

这是阻抗测量的测试设置。

您可以看到输出电流

和输出电压都是正弦波。

我们可以用电流检测电阻计算出电流的

幅度。

在这种情况下，我们只是通过示波器

粗略地测量电压和电流。

如果我们通过模数转换器

对电压和电流进行采样

并处理数据数字单节点处理器，

我们就可以得到电压

和电流的幅度和相位。

然后我们就能计算出负载的阻抗。

这是我们的电流和电压方程。

电流与电压不同相。

相位延迟取决于频率。

我们可以通过欧姆定律计算阻抗。

阻抗包括实部和虚部。

我们可以分别弄清楚这两个部分。

这是不同频率下阻抗

和相位延迟的结果。