用电源开关驱动感性负载
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本主题是关于使用电源开关 驱动感应负载，并专注于驱动、保护 和诊断能力的 集成解决方案。 培训包括以下内容 - 什么是感应负载； 离散或集成设计的深度分析； 激励感应负载；断开感性负载 和设计考虑；安全驱动感性负载的 不同方法；智能高侧开关 驱动感性负载；驱动继电器示例， TPS1H100单通道；驱动继电器和电阻器示例， TPS4H160四通道；我们将展示一些实验结果。 请注意，此分析基于永久通电的 感应负载， 偶尔断电或开/关频率非常低， 小于10赫兹。 最后，我们会总结学到了什么。 什么是感应负载？ 它是任何在通电时储存 磁能的装置。 这些设备是螺线管，继电器，阀门等。 将电源连接到电阻性负载的 长导线也构成为感应负载。 让我们从离散或集成设计的 深入分析开始。 激励感应负载意味着将其连接到 电源电压，并且电流以指数方式上升， 以达到恒定的稳定状态。 将通电的感应负载与电源电压断开 将由于快速电流变化 而产生破坏性电压尖峰， 并且其与电感值成比例。 此电压尖峰可能会…和… 下降到系统接受的水平。 钳位将减慢电流变化 并安全地消散存储的磁能。 有三种安全夹紧方法 可以为感应负载供电。 首先，跨越FET的钳位。 第二，夹紧负载。 第三，跨越负载的续流二极管。 通过开关上的钳位断电 - 波形与高侧或低侧开关相同。 当开关关闭时，FET源上 出现电感电压， 反极性和负电压。 钳位偏置栅极并形成一个小电压门 到源。 这将在饱和区域中打开FET。 电流衰减从初始值V-BAT 到R指数衰减到0。 开关两端的电压被钳位， 可以防止高压出现尖峰。 FET中消耗的能量高于 电感存储能量，这是因为电池 在断电期间 仍然连接。 通过负载上的TVS钳位断电 - FET完全断开， 电流通过负载流过钳位。 能量在钳位中消散。 钳位额定能量大约是存储的能量。 请注意，串联二极管 是阻止电流在ON状态下流过TVS的必要条件。 通过负载上的续流二极管断电 - FET完全关断， 电流流过二极管。 能量在二极管中消散， 二极管额定能量低于存储的能量。 带嵌入式钳位的集成解决方案 - 高端开关是一种电源管理器件， 可连接电池输入 并打开/关闭下游负载， 防止短路和其他故障。 低侧开关是一种电源管理器件， 可从负载和开关连接到地。 它们都集成了一个电压钳， 用于驱动感应负载。 优先选择高侧开关，因为这会改善保护， 当负载发生短路接地时 可以避免恒定负载电流。 所有三种去激励方法总结在该表中。 从每个方法参数，我们可以得出结论 - 钳位在开关上 - 它更适合电路板间距和成本， 因为钳位尺寸小， 能量在开关中耗散。 钳位负载 - 如果开关无法耗散能量，则使用它， 额外的钳位会增加电路板 空间和成本。 在负载两端的续流二极管 - 如果在高负载电流和高电感的情况下 退磁能量相对较高， 则使用二极管。 它增加了电路板空间和成本。 案例研究 - 智能高侧开关驱动感应负载。 在漏极和栅极之间的FET上嵌入式钳位， FET截止，V-OUT趋向于负， 栅极偏置。 FET处于饱和区， 并在退磁时将电流驱动为零。 退磁能量在FET中消散， 而不是在钳位中消耗。 这里的钳位只是偏置栅极。 漏极到源极电压几乎与V-CLAMP相同。 FET击穿电压高于钳位电压。 在ON和OFF状态下驱动感应负载 所需的参数是什么？ ON状态是指高侧开关向负载提供 DC电流。 结温应保持在150摄氏度以下。 结温与FET中的功率 损耗直接相关。 因此，对于ON状态，所需的参数 是FET最大导通电阻， 以及环境热阻结。 OFF状态是FET关闭时， 存储的磁能消散。 所需的参数是钳位电压 和感应能量。 在这里我们绘制ON状态之间的线 - 它在左侧 - 和OFF状态在右侧， 用于选择正确的高侧开关。 我们计算了在OFF状态下高侧开关 消耗的R-ON max和感应能量。 在电阻上，R-ON max，在结温状态下 保持结温低于150摄氏度， 并且关断能耗在安全区域内。 12伏汽车继电器， 电感为60毫亨，直流电阻为4.8欧姆， 最高环境温度为110摄氏度。 直流电流为2.5安培。 这需要高侧开关， 最大导通电阻为156毫欧。 TPS1H100非常适合此应用中的ON状态。 能量图的感应开关可用， 并显示电流与电导。 无需计算感应能量。 60毫亨的电感和2.5安培的电流 低于曲线，使用TPS1H100可以 安全地用于此应用。 24伏工业应用，带两个继电器， 205毫亨，直流电阻79欧姆， 两个电阻负载18欧姆。 此应用需要四通道高侧开关。 在TI产品组合中，有两个可用部件 - TPS4H000和TPS4H160。 我们从TPS4H000开始。 它有两个ON最大R电阻。 当将所有四个负载驱动在一起时， 在ON状态下计算的功率损耗为7.37瓦， 并且不能使用TPS4H000。 第二个器件TPS4H160的 最大导通电阻为280毫欧。 而且它远低于TPS4H000。 ON状态下的计算功率损耗约为1瓦。 计算出的结温在室温110摄氏度时 为144摄氏度。 TPS4H160非常适合ON状态。 可以获得感应能量图， 它具有电流和能量曲线。 205毫亨的电感和0.3安培的电流 低于曲线，使用TPS4H160 可以安全地用于此应用。 与以前相同，但感应负载为1安培， 电阻负载为0.3安培。 ON状态功率损耗较低， 但由于较高的感应电流，感应能量 较高。 储存的能量为102.5毫焦耳， 退磁能量为170毫焦耳。 TPS4H000在ON状态下仍有很多功率损耗， 无法使用。 TPS4H160处于ON状态，功率损耗为0.61瓦， 但退磁能量高于曲线。 TPS4H160非常适合，但必须要有102.5毫焦耳能力的 外部TVS钳位。 TVS钳位电压必须小于 内部钳位电压和电池 电压之间的差值。 该数据表中没有描述螺线管 和继电器电感线圈。 电感值是计算磁 存储能量所必需的。 测量电感的有效方法 是施加阶跃电压并测量时间常数。 当电流处于稳定状态时 测量直流电阻，并且通过乘以直流电阻 和时间常数来 计算电感。 退磁能量和衰减时间 可以通过开关的定时来测量。 在这个例子中，TPS4H160与205毫亨 和30毫安继电器 一起使用。 计算能量为11.5毫焦耳。 测得的能量为11毫焦耳。 计算的衰减时间为1.25毫秒， 测得的衰减时间为1.3毫秒。 实验室测量证明了计算的准确性。 这是如何绘制高侧开关的 感性负载能力。 纯电感用于消除 直流电阻引起的误差。 开关打开， 电流达到预期值，然后关闭。 通过改变峰值电流和电感值 在不同点进行测量。 在此示例中显示了使用外部续流 二极管关闭感性负载。 可以看出，时间衰减非常长， 大约20毫秒，而不是TVS钳位 预期的1毫秒。 感应负载驱动注意事项 - 最大导通电阻，确保智能高端开关 可以通过将结温保持在150℃以下 来驱动导通状态下的感性负载。 最大能量耗散 - 确保智能高侧开关 可以消耗存储的感性负载 使用外部TVS钳位或续流二极管之前的能量。 退磁时间或衰减时间 - 确保V-CLAMP高到足以 限制每个系统要求的退磁时间。 总结 - 驱动感应负载存储磁能 会在关闭时产生非常高的电压尖峰。 高压尖峰会导致严重损坏。 为了防止损坏，必须使用电压钳 和受控的普遍能量耗散。 一些设备集成了一个钳位。 TI智能高端开关具有这样的钳位， 这为电感负载驱动 提供了显着优势，在大多数应用中 无需外部TVS钳位。 计算出的公式是准确的， 可用于安全地设计系统 以打开/关闭感应负载。 如需更多信息或更深入了解， 请访问TI.com上的编号SLVAE30 应用报告。
本主题是关于使用电源开关 驱动感应负载，并专注于驱动、保护 和诊断能力的 集成解决方案。 培训包括以下内容 - 什么是感应负载； 离散或集成设计的深度分析； 激励感应负载；断开感性负载 和设计考虑；安全驱动感性负载的 不同方法；智能高侧开关 驱动感性负载；驱动继电器示例， TPS1H100单通道；驱动继电器和电阻器示例， TPS4H160四通道；我们将展示一些实验结果。 请注意，此分析基于永久通电的 感应负载， 偶尔断电或开/关频率非常低， 小于10赫兹。 最后，我们会总结学到了什么。 什么是感应负载？ 它是任何在通电时储存 磁能的装置。 这些设备是螺线管，继电器，阀门等。 将电源连接到电阻性负载的 长导线也构成为感应负载。 让我们从离散或集成设计的 深入分析开始。 激励感应负载意味着将其连接到 电源电压，并且电流以指数方式上升， 以达到恒定的稳定状态。 将通电的感应负载与电源电压断开 将由于快速电流变化 而产生破坏性电压尖峰， 并且其与电感值成比例。 此电压尖峰可能会…和… 下降到系统接受的水平。 钳位将减慢电流变化 并安全地消散存储的磁能。 有三种安全夹紧方法 可以为感应负载供电。 首先，跨越FET的钳位。 第二，夹紧负载。 第三，跨越负载的续流二极管。 通过开关上的钳位断电 - 波形与高侧或低侧开关相同。 当开关关闭时，FET源上 出现电感电压， 反极性和负电压。 钳位偏置栅极并形成一个小电压门 到源。 这将在饱和区域中打开FET。 电流衰减从初始值V-BAT 到R指数衰减到0。 开关两端的电压被钳位， 可以防止高压出现尖峰。 FET中消耗的能量高于 电感存储能量，这是因为电池 在断电期间 仍然连接。 通过负载上的TVS钳位断电 - FET完全断开， 电流通过负载流过钳位。 能量在钳位中消散。 钳位额定能量大约是存储的能量。 请注意，串联二极管 是阻止电流在ON状态下流过TVS的必要条件。 通过负载上的续流二极管断电 - FET完全关断， 电流流过二极管。 能量在二极管中消散， 二极管额定能量低于存储的能量。 带嵌入式钳位的集成解决方案 - 高端开关是一种电源管理器件， 可连接电池输入 并打开/关闭下游负载， 防止短路和其他故障。 低侧开关是一种电源管理器件， 可从负载和开关连接到地。 它们都集成了一个电压钳， 用于驱动感应负载。 优先选择高侧开关，因为这会改善保护， 当负载发生短路接地时 可以避免恒定负载电流。 所有三种去激励方法总结在该表中。 从每个方法参数，我们可以得出结论 - 钳位在开关上 - 它更适合电路板间距和成本， 因为钳位尺寸小， 能量在开关中耗散。 钳位负载 - 如果开关无法耗散能量，则使用它， 额外的钳位会增加电路板 空间和成本。 在负载两端的续流二极管 - 如果在高负载电流和高电感的情况下 退磁能量相对较高， 则使用二极管。 它增加了电路板空间和成本。 案例研究 - 智能高侧开关驱动感应负载。 在漏极和栅极之间的FET上嵌入式钳位， FET截止，V-OUT趋向于负， 栅极偏置。 FET处于饱和区， 并在退磁时将电流驱动为零。 退磁能量在FET中消散， 而不是在钳位中消耗。 这里的钳位只是偏置栅极。 漏极到源极电压几乎与V-CLAMP相同。 FET击穿电压高于钳位电压。 在ON和OFF状态下驱动感应负载 所需的参数是什么？ ON状态是指高侧开关向负载提供 DC电流。 结温应保持在150摄氏度以下。 结温与FET中的功率 损耗直接相关。 因此，对于ON状态，所需的参数 是FET最大导通电阻， 以及环境热阻结。 OFF状态是FET关闭时， 存储的磁能消散。 所需的参数是钳位电压 和感应能量。 在这里我们绘制ON状态之间的线 - 它在左侧 - 和OFF状态在右侧， 用于选择正确的高侧开关。 我们计算了在OFF状态下高侧开关 消耗的R-ON max和感应能量。 在电阻上，R-ON max，在结温状态下 保持结温低于150摄氏度， 并且关断能耗在安全区域内。 12伏汽车继电器， 电感为60毫亨，直流电阻为4.8欧姆， 最高环境温度为110摄氏度。 直流电流为2.5安培。 这需要高侧开关， 最大导通电阻为156毫欧。 TPS1H100非常适合此应用中的ON状态。 能量图的感应开关可用， 并显示电流与电导。 无需计算感应能量。 60毫亨的电感和2.5安培的电流 低于曲线，使用TPS1H100可以 安全地用于此应用。 24伏工业应用，带两个继电器， 205毫亨，直流电阻79欧姆， 两个电阻负载18欧姆。 此应用需要四通道高侧开关。 在TI产品组合中，有两个可用部件 - TPS4H000和TPS4H160。 我们从TPS4H000开始。 它有两个ON最大R电阻。 当将所有四个负载驱动在一起时， 在ON状态下计算的功率损耗为7.37瓦， 并且不能使用TPS4H000。 第二个器件TPS4H160的 最大导通电阻为280毫欧。 而且它远低于TPS4H000。 ON状态下的计算功率损耗约为1瓦。 计算出的结温在室温110摄氏度时 为144摄氏度。 TPS4H160非常适合ON状态。 可以获得感应能量图， 它具有电流和能量曲线。 205毫亨的电感和0.3安培的电流 低于曲线，使用TPS4H160 可以安全地用于此应用。 与以前相同，但感应负载为1安培， 电阻负载为0.3安培。 ON状态功率损耗较低， 但由于较高的感应电流，感应能量 较高。 储存的能量为102.5毫焦耳， 退磁能量为170毫焦耳。 TPS4H000在ON状态下仍有很多功率损耗， 无法使用。 TPS4H160处于ON状态，功率损耗为0.61瓦， 但退磁能量高于曲线。 TPS4H160非常适合，但必须要有102.5毫焦耳能力的 外部TVS钳位。 TVS钳位电压必须小于 内部钳位电压和电池 电压之间的差值。 该数据表中没有描述螺线管 和继电器电感线圈。 电感值是计算磁 存储能量所必需的。 测量电感的有效方法 是施加阶跃电压并测量时间常数。 当电流处于稳定状态时 测量直流电阻，并且通过乘以直流电阻 和时间常数来 计算电感。 退磁能量和衰减时间 可以通过开关的定时来测量。 在这个例子中，TPS4H160与205毫亨 和30毫安继电器 一起使用。 计算能量为11.5毫焦耳。 测得的能量为11毫焦耳。 计算的衰减时间为1.25毫秒， 测得的衰减时间为1.3毫秒。 实验室测量证明了计算的准确性。 这是如何绘制高侧开关的 感性负载能力。 纯电感用于消除 直流电阻引起的误差。 开关打开， 电流达到预期值，然后关闭。 通过改变峰值电流和电感值 在不同点进行测量。 在此示例中显示了使用外部续流 二极管关闭感性负载。 可以看出，时间衰减非常长， 大约20毫秒，而不是TVS钳位 预期的1毫秒。 感应负载驱动注意事项 - 最大导通电阻，确保智能高端开关 可以通过将结温保持在150℃以下 来驱动导通状态下的感性负载。 最大能量耗散 - 确保智能高侧开关 可以消耗存储的感性负载 使用外部TVS钳位或续流二极管之前的能量。 退磁时间或衰减时间 - 确保V-CLAMP高到足以 限制每个系统要求的退磁时间。 总结 - 驱动感应负载存储磁能 会在关闭时产生非常高的电压尖峰。 高压尖峰会导致严重损坏。 为了防止损坏，必须使用电压钳 和受控的普遍能量耗散。 一些设备集成了一个钳位。 TI智能高端开关具有这样的钳位， 这为电感负载驱动 提供了显着优势，在大多数应用中 无需外部TVS钳位。 计算出的公式是准确的， 可用于安全地设计系统 以打开/关闭感应负载。 如需更多信息或更深入了解， 请访问TI.com上的编号SLVAE30 应用报告。
本主题是关于使用电源开关
驱动感应负载，并专注于驱动、保护
和诊断能力的
集成解决方案。
培训包括以下内容 -
什么是感应负载；
离散或集成设计的深度分析；
激励感应负载；断开感性负载
和设计考虑；安全驱动感性负载的
不同方法；智能高侧开关
驱动感性负载；驱动继电器示例，
TPS1H100单通道；驱动继电器和电阻器示例，
TPS4H160四通道；我们将展示一些实验结果。
请注意，此分析基于永久通电的
感应负载，
偶尔断电或开/关频率非常低，
小于10赫兹。
最后，我们会总结学到了什么。
什么是感应负载？
它是任何在通电时储存
磁能的装置。
这些设备是螺线管，继电器，阀门等。
将电源连接到电阻性负载的
长导线也构成为感应负载。
让我们从离散或集成设计的
深入分析开始。
激励感应负载意味着将其连接到
电源电压，并且电流以指数方式上升，
以达到恒定的稳定状态。
将通电的感应负载与电源电压断开
将由于快速电流变化
而产生破坏性电压尖峰，
并且其与电感值成比例。
此电压尖峰可能会…和…
下降到系统接受的水平。
钳位将减慢电流变化
并安全地消散存储的磁能。
有三种安全夹紧方法
可以为感应负载供电。
首先，跨越FET的钳位。
第二，夹紧负载。
第三，跨越负载的续流二极管。
通过开关上的钳位断电 -
波形与高侧或低侧开关相同。
当开关关闭时，FET源上
出现电感电压，
反极性和负电压。
钳位偏置栅极并形成一个小电压门
到源。
这将在饱和区域中打开FET。
电流衰减从初始值V-BAT
到R指数衰减到0。
开关两端的电压被钳位，
可以防止高压出现尖峰。
FET中消耗的能量高于
电感存储能量，这是因为电池
在断电期间
仍然连接。
通过负载上的TVS钳位断电 -
FET完全断开，
电流通过负载流过钳位。
能量在钳位中消散。
钳位额定能量大约是存储的能量。
请注意，串联二极管
是阻止电流在ON状态下流过TVS的必要条件。
通过负载上的续流二极管断电 -
FET完全关断，
电流流过二极管。
能量在二极管中消散，
二极管额定能量低于存储的能量。
带嵌入式钳位的集成解决方案 -
高端开关是一种电源管理器件，
可连接电池输入
并打开/关闭下游负载，
防止短路和其他故障。
低侧开关是一种电源管理器件，
可从负载和开关连接到地。
它们都集成了一个电压钳，
用于驱动感应负载。
优先选择高侧开关，因为这会改善保护，
当负载发生短路接地时
可以避免恒定负载电流。
所有三种去激励方法总结在该表中。
从每个方法参数，我们可以得出结论 -
钳位在开关上 -
它更适合电路板间距和成本，
因为钳位尺寸小，
能量在开关中耗散。
钳位负载 -
如果开关无法耗散能量，则使用它，
额外的钳位会增加电路板
空间和成本。
在负载两端的续流二极管 -
如果在高负载电流和高电感的情况下
退磁能量相对较高，
则使用二极管。
它增加了电路板空间和成本。
案例研究 - 智能高侧开关驱动感应负载。
在漏极和栅极之间的FET上嵌入式钳位，
FET截止，V-OUT趋向于负，
栅极偏置。
FET处于饱和区，
并在退磁时将电流驱动为零。
退磁能量在FET中消散，
而不是在钳位中消耗。
这里的钳位只是偏置栅极。
漏极到源极电压几乎与V-CLAMP相同。
FET击穿电压高于钳位电压。
在ON和OFF状态下驱动感应负载
所需的参数是什么？
ON状态是指高侧开关向负载提供
DC电流。
结温应保持在150摄氏度以下。
结温与FET中的功率
损耗直接相关。
因此，对于ON状态，所需的参数
是FET最大导通电阻，
以及环境热阻结。
OFF状态是FET关闭时，
存储的磁能消散。
所需的参数是钳位电压
和感应能量。
在这里我们绘制ON状态之间的线 -
它在左侧 -
和OFF状态在右侧，
用于选择正确的高侧开关。
我们计算了在OFF状态下高侧开关
消耗的R-ON max和感应能量。
在电阻上，R-ON max，在结温状态下
保持结温低于150摄氏度，
并且关断能耗在安全区域内。
12伏汽车继电器，
电感为60毫亨，直流电阻为4.8欧姆，
最高环境温度为110摄氏度。
直流电流为2.5安培。
这需要高侧开关，
最大导通电阻为156毫欧。
TPS1H100非常适合此应用中的ON状态。
能量图的感应开关可用，
并显示电流与电导。
无需计算感应能量。
60毫亨的电感和2.5安培的电流
低于曲线，使用TPS1H100可以
安全地用于此应用。
24伏工业应用，带两个继电器，
205毫亨，直流电阻79欧姆，
两个电阻负载18欧姆。
此应用需要四通道高侧开关。
在TI产品组合中，有两个可用部件 -
TPS4H000和TPS4H160。
我们从TPS4H000开始。
它有两个ON最大R电阻。
当将所有四个负载驱动在一起时，
在ON状态下计算的功率损耗为7.37瓦，
并且不能使用TPS4H000。
第二个器件TPS4H160的
最大导通电阻为280毫欧。
而且它远低于TPS4H000。
ON状态下的计算功率损耗约为1瓦。
计算出的结温在室温110摄氏度时
为144摄氏度。
TPS4H160非常适合ON状态。
可以获得感应能量图，
它具有电流和能量曲线。
205毫亨的电感和0.3安培的电流
低于曲线，使用TPS4H160
可以安全地用于此应用。
与以前相同，但感应负载为1安培，
电阻负载为0.3安培。
ON状态功率损耗较低，
但由于较高的感应电流，感应能量
较高。
储存的能量为102.5毫焦耳，
退磁能量为170毫焦耳。
TPS4H000在ON状态下仍有很多功率损耗，
无法使用。
TPS4H160处于ON状态，功率损耗为0.61瓦，
但退磁能量高于曲线。
TPS4H160非常适合，但必须要有102.5毫焦耳能力的
外部TVS钳位。
TVS钳位电压必须小于
内部钳位电压和电池
电压之间的差值。
该数据表中没有描述螺线管
和继电器电感线圈。
电感值是计算磁
存储能量所必需的。
测量电感的有效方法
是施加阶跃电压并测量时间常数。
当电流处于稳定状态时
测量直流电阻，并且通过乘以直流电阻
和时间常数来
计算电感。
退磁能量和衰减时间
可以通过开关的定时来测量。
在这个例子中，TPS4H160与205毫亨 和30毫安继电器
一起使用。
计算能量为11.5毫焦耳。
测得的能量为11毫焦耳。
计算的衰减时间为1.25毫秒，
测得的衰减时间为1.3毫秒。
实验室测量证明了计算的准确性。
这是如何绘制高侧开关的
感性负载能力。
纯电感用于消除
直流电阻引起的误差。
开关打开，
电流达到预期值，然后关闭。
通过改变峰值电流和电感值
在不同点进行测量。
在此示例中显示了使用外部续流
二极管关闭感性负载。
可以看出，时间衰减非常长，
大约20毫秒，而不是TVS钳位
预期的1毫秒。
感应负载驱动注意事项 -
最大导通电阻，确保智能高端开关
可以通过将结温保持在150℃以下
来驱动导通状态下的感性负载。
最大能量耗散 -
确保智能高侧开关
可以消耗存储的感性负载
使用外部TVS钳位或续流二极管之前的能量。
退磁时间或衰减时间 -
确保V-CLAMP高到足以
限制每个系统要求的退磁时间。
总结 - 驱动感应负载存储磁能
会在关闭时产生非常高的电压尖峰。
高压尖峰会导致严重损坏。
为了防止损坏，必须使用电压钳
和受控的普遍能量耗散。
一些设备集成了一个钳位。
TI智能高端开关具有这样的钳位，
这为电感负载驱动
提供了显着优势，在大多数应用中
无需外部TVS钳位。
计算出的公式是准确的，
可用于安全地设计系统
以打开/关闭感应负载。
如需更多信息或更深入了解，
请访问TI.com上的编号SLVAE30
应用报告。
本主题是关于使用电源开关 驱动感应负载，并专注于驱动、保护 和诊断能力的 集成解决方案。 培训包括以下内容 - 什么是感应负载； 离散或集成设计的深度分析； 激励感应负载；断开感性负载 和设计考虑；安全驱动感性负载的 不同方法；智能高侧开关 驱动感性负载；驱动继电器示例， TPS1H100单通道；驱动继电器和电阻器示例， TPS4H160四通道；我们将展示一些实验结果。 请注意，此分析基于永久通电的 感应负载， 偶尔断电或开/关频率非常低， 小于10赫兹。 最后，我们会总结学到了什么。 什么是感应负载？ 它是任何在通电时储存 磁能的装置。 这些设备是螺线管，继电器，阀门等。 将电源连接到电阻性负载的 长导线也构成为感应负载。 让我们从离散或集成设计的 深入分析开始。 激励感应负载意味着将其连接到 电源电压，并且电流以指数方式上升， 以达到恒定的稳定状态。 将通电的感应负载与电源电压断开 将由于快速电流变化 而产生破坏性电压尖峰， 并且其与电感值成比例。 此电压尖峰可能会…和… 下降到系统接受的水平。 钳位将减慢电流变化 并安全地消散存储的磁能。 有三种安全夹紧方法 可以为感应负载供电。 首先，跨越FET的钳位。 第二，夹紧负载。 第三，跨越负载的续流二极管。 通过开关上的钳位断电 - 波形与高侧或低侧开关相同。 当开关关闭时，FET源上 出现电感电压， 反极性和负电压。 钳位偏置栅极并形成一个小电压门 到源。 这将在饱和区域中打开FET。 电流衰减从初始值V-BAT 到R指数衰减到0。 开关两端的电压被钳位， 可以防止高压出现尖峰。 FET中消耗的能量高于 电感存储能量，这是因为电池 在断电期间 仍然连接。 通过负载上的TVS钳位断电 - FET完全断开， 电流通过负载流过钳位。 能量在钳位中消散。 钳位额定能量大约是存储的能量。 请注意，串联二极管 是阻止电流在ON状态下流过TVS的必要条件。 通过负载上的续流二极管断电 - FET完全关断， 电流流过二极管。 能量在二极管中消散， 二极管额定能量低于存储的能量。 带嵌入式钳位的集成解决方案 - 高端开关是一种电源管理器件， 可连接电池输入 并打开/关闭下游负载， 防止短路和其他故障。 低侧开关是一种电源管理器件， 可从负载和开关连接到地。 它们都集成了一个电压钳， 用于驱动感应负载。 优先选择高侧开关，因为这会改善保护， 当负载发生短路接地时 可以避免恒定负载电流。 所有三种去激励方法总结在该表中。 从每个方法参数，我们可以得出结论 - 钳位在开关上 - 它更适合电路板间距和成本， 因为钳位尺寸小， 能量在开关中耗散。 钳位负载 - 如果开关无法耗散能量，则使用它， 额外的钳位会增加电路板 空间和成本。 在负载两端的续流二极管 - 如果在高负载电流和高电感的情况下 退磁能量相对较高， 则使用二极管。 它增加了电路板空间和成本。 案例研究 - 智能高侧开关驱动感应负载。 在漏极和栅极之间的FET上嵌入式钳位， FET截止，V-OUT趋向于负， 栅极偏置。 FET处于饱和区， 并在退磁时将电流驱动为零。 退磁能量在FET中消散， 而不是在钳位中消耗。 这里的钳位只是偏置栅极。 漏极到源极电压几乎与V-CLAMP相同。 FET击穿电压高于钳位电压。 在ON和OFF状态下驱动感应负载 所需的参数是什么？ ON状态是指高侧开关向负载提供 DC电流。 结温应保持在150摄氏度以下。 结温与FET中的功率 损耗直接相关。 因此，对于ON状态，所需的参数 是FET最大导通电阻， 以及环境热阻结。 OFF状态是FET关闭时， 存储的磁能消散。 所需的参数是钳位电压 和感应能量。 在这里我们绘制ON状态之间的线 - 它在左侧 - 和OFF状态在右侧， 用于选择正确的高侧开关。 我们计算了在OFF状态下高侧开关 消耗的R-ON max和感应能量。 在电阻上，R-ON max，在结温状态下 保持结温低于150摄氏度， 并且关断能耗在安全区域内。 12伏汽车继电器， 电感为60毫亨，直流电阻为4.8欧姆， 最高环境温度为110摄氏度。 直流电流为2.5安培。 这需要高侧开关， 最大导通电阻为156毫欧。 TPS1H100非常适合此应用中的ON状态。 能量图的感应开关可用， 并显示电流与电导。 无需计算感应能量。 60毫亨的电感和2.5安培的电流 低于曲线，使用TPS1H100可以 安全地用于此应用。 24伏工业应用，带两个继电器， 205毫亨，直流电阻79欧姆， 两个电阻负载18欧姆。 此应用需要四通道高侧开关。 在TI产品组合中，有两个可用部件 - TPS4H000和TPS4H160。 我们从TPS4H000开始。 它有两个ON最大R电阻。 当将所有四个负载驱动在一起时， 在ON状态下计算的功率损耗为7.37瓦， 并且不能使用TPS4H000。 第二个器件TPS4H160的 最大导通电阻为280毫欧。 而且它远低于TPS4H000。 ON状态下的计算功率损耗约为1瓦。 计算出的结温在室温110摄氏度时 为144摄氏度。 TPS4H160非常适合ON状态。 可以获得感应能量图， 它具有电流和能量曲线。 205毫亨的电感和0.3安培的电流 低于曲线，使用TPS4H160 可以安全地用于此应用。 与以前相同，但感应负载为1安培， 电阻负载为0.3安培。 ON状态功率损耗较低， 但由于较高的感应电流，感应能量 较高。 储存的能量为102.5毫焦耳， 退磁能量为170毫焦耳。 TPS4H000在ON状态下仍有很多功率损耗， 无法使用。 TPS4H160处于ON状态，功率损耗为0.61瓦， 但退磁能量高于曲线。 TPS4H160非常适合，但必须要有102.5毫焦耳能力的 外部TVS钳位。 TVS钳位电压必须小于 内部钳位电压和电池 电压之间的差值。 该数据表中没有描述螺线管 和继电器电感线圈。 电感值是计算磁 存储能量所必需的。 测量电感的有效方法 是施加阶跃电压并测量时间常数。 当电流处于稳定状态时 测量直流电阻，并且通过乘以直流电阻 和时间常数来 计算电感。 退磁能量和衰减时间 可以通过开关的定时来测量。 在这个例子中，TPS4H160与205毫亨 和30毫安继电器 一起使用。 计算能量为11.5毫焦耳。 测得的能量为11毫焦耳。 计算的衰减时间为1.25毫秒， 测得的衰减时间为1.3毫秒。 实验室测量证明了计算的准确性。 这是如何绘制高侧开关的 感性负载能力。 纯电感用于消除 直流电阻引起的误差。 开关打开， 电流达到预期值，然后关闭。 通过改变峰值电流和电感值 在不同点进行测量。 在此示例中显示了使用外部续流 二极管关闭感性负载。 可以看出，时间衰减非常长， 大约20毫秒，而不是TVS钳位 预期的1毫秒。 感应负载驱动注意事项 - 最大导通电阻，确保智能高端开关 可以通过将结温保持在150℃以下 来驱动导通状态下的感性负载。 最大能量耗散 - 确保智能高侧开关 可以消耗存储的感性负载 使用外部TVS钳位或续流二极管之前的能量。 退磁时间或衰减时间 - 确保V-CLAMP高到足以 限制每个系统要求的退磁时间。 总结 - 驱动感应负载存储磁能 会在关闭时产生非常高的电压尖峰。 高压尖峰会导致严重损坏。 为了防止损坏，必须使用电压钳 和受控的普遍能量耗散。 一些设备集成了一个钳位。 TI智能高端开关具有这样的钳位， 这为电感负载驱动 提供了显着优势，在大多数应用中 无需外部TVS钳位。 计算出的公式是准确的， 可用于安全地设计系统 以打开/关闭感应负载。 如需更多信息或更深入了解， 请访问TI.com上的编号SLVAE30 应用报告。
本主题是关于使用电源开关
驱动感应负载，并专注于驱动、保护
和诊断能力的
集成解决方案。
培训包括以下内容 -
什么是感应负载；
离散或集成设计的深度分析；
激励感应负载；断开感性负载
和设计考虑；安全驱动感性负载的
不同方法；智能高侧开关
驱动感性负载；驱动继电器示例，
TPS1H100单通道；驱动继电器和电阻器示例，
TPS4H160四通道；我们将展示一些实验结果。
请注意，此分析基于永久通电的
感应负载，
偶尔断电或开/关频率非常低，
小于10赫兹。
最后，我们会总结学到了什么。
什么是感应负载？
它是任何在通电时储存
磁能的装置。
这些设备是螺线管，继电器，阀门等。
将电源连接到电阻性负载的
长导线也构成为感应负载。
让我们从离散或集成设计的
深入分析开始。
激励感应负载意味着将其连接到
电源电压，并且电流以指数方式上升，
以达到恒定的稳定状态。
将通电的感应负载与电源电压断开
将由于快速电流变化
而产生破坏性电压尖峰，
并且其与电感值成比例。
此电压尖峰可能会…和…
下降到系统接受的水平。
钳位将减慢电流变化
并安全地消散存储的磁能。
有三种安全夹紧方法
可以为感应负载供电。
首先，跨越FET的钳位。
第二，夹紧负载。
第三，跨越负载的续流二极管。
通过开关上的钳位断电 -
波形与高侧或低侧开关相同。
当开关关闭时，FET源上
出现电感电压，
反极性和负电压。
钳位偏置栅极并形成一个小电压门
到源。
这将在饱和区域中打开FET。
电流衰减从初始值V-BAT
到R指数衰减到0。
开关两端的电压被钳位，
可以防止高压出现尖峰。
FET中消耗的能量高于
电感存储能量，这是因为电池
在断电期间
仍然连接。
通过负载上的TVS钳位断电 -
FET完全断开，
电流通过负载流过钳位。
能量在钳位中消散。
钳位额定能量大约是存储的能量。
请注意，串联二极管
是阻止电流在ON状态下流过TVS的必要条件。
通过负载上的续流二极管断电 -
FET完全关断，
电流流过二极管。
能量在二极管中消散，
二极管额定能量低于存储的能量。
带嵌入式钳位的集成解决方案 -
高端开关是一种电源管理器件，
可连接电池输入
并打开/关闭下游负载，
防止短路和其他故障。
低侧开关是一种电源管理器件，
可从负载和开关连接到地。
它们都集成了一个电压钳，
用于驱动感应负载。
优先选择高侧开关，因为这会改善保护，
当负载发生短路接地时
可以避免恒定负载电流。
所有三种去激励方法总结在该表中。
从每个方法参数，我们可以得出结论 -
钳位在开关上 -
它更适合电路板间距和成本，
因为钳位尺寸小，
能量在开关中耗散。
钳位负载 -
如果开关无法耗散能量，则使用它，
额外的钳位会增加电路板
空间和成本。
在负载两端的续流二极管 -
如果在高负载电流和高电感的情况下
退磁能量相对较高，
则使用二极管。
它增加了电路板空间和成本。
案例研究 - 智能高侧开关驱动感应负载。
在漏极和栅极之间的FET上嵌入式钳位，
FET截止，V-OUT趋向于负，
栅极偏置。
FET处于饱和区，
并在退磁时将电流驱动为零。
退磁能量在FET中消散，
而不是在钳位中消耗。
这里的钳位只是偏置栅极。
漏极到源极电压几乎与V-CLAMP相同。
FET击穿电压高于钳位电压。
在ON和OFF状态下驱动感应负载
所需的参数是什么？
ON状态是指高侧开关向负载提供
DC电流。
结温应保持在150摄氏度以下。
结温与FET中的功率
损耗直接相关。
因此，对于ON状态，所需的参数
是FET最大导通电阻，
以及环境热阻结。
OFF状态是FET关闭时，
存储的磁能消散。
所需的参数是钳位电压
和感应能量。
在这里我们绘制ON状态之间的线 -
它在左侧 -
和OFF状态在右侧，
用于选择正确的高侧开关。
我们计算了在OFF状态下高侧开关
消耗的R-ON max和感应能量。
在电阻上，R-ON max，在结温状态下
保持结温低于150摄氏度，
并且关断能耗在安全区域内。
12伏汽车继电器，
电感为60毫亨，直流电阻为4.8欧姆，
最高环境温度为110摄氏度。
直流电流为2.5安培。
这需要高侧开关，
最大导通电阻为156毫欧。
TPS1H100非常适合此应用中的ON状态。
能量图的感应开关可用，
并显示电流与电导。
无需计算感应能量。
60毫亨的电感和2.5安培的电流
低于曲线，使用TPS1H100可以
安全地用于此应用。
24伏工业应用，带两个继电器，
205毫亨，直流电阻79欧姆，
两个电阻负载18欧姆。
此应用需要四通道高侧开关。
在TI产品组合中，有两个可用部件 -
TPS4H000和TPS4H160。
我们从TPS4H000开始。
它有两个ON最大R电阻。
当将所有四个负载驱动在一起时，
在ON状态下计算的功率损耗为7.37瓦，
并且不能使用TPS4H000。
第二个器件TPS4H160的
最大导通电阻为280毫欧。
而且它远低于TPS4H000。
ON状态下的计算功率损耗约为1瓦。
计算出的结温在室温110摄氏度时
为144摄氏度。
TPS4H160非常适合ON状态。
可以获得感应能量图，
它具有电流和能量曲线。
205毫亨的电感和0.3安培的电流
低于曲线，使用TPS4H160
可以安全地用于此应用。
与以前相同，但感应负载为1安培，
电阻负载为0.3安培。
ON状态功率损耗较低，
但由于较高的感应电流，感应能量
较高。
储存的能量为102.5毫焦耳，
退磁能量为170毫焦耳。
TPS4H000在ON状态下仍有很多功率损耗，
无法使用。
TPS4H160处于ON状态，功率损耗为0.61瓦，
但退磁能量高于曲线。
TPS4H160非常适合，但必须要有102.5毫焦耳能力的
外部TVS钳位。
TVS钳位电压必须小于
内部钳位电压和电池
电压之间的差值。
该数据表中没有描述螺线管
和继电器电感线圈。
电感值是计算磁
存储能量所必需的。
测量电感的有效方法
是施加阶跃电压并测量时间常数。
当电流处于稳定状态时
测量直流电阻，并且通过乘以直流电阻
和时间常数来
计算电感。
退磁能量和衰减时间
可以通过开关的定时来测量。
在这个例子中，TPS4H160与205毫亨 和30毫安继电器
一起使用。
计算能量为11.5毫焦耳。
测得的能量为11毫焦耳。
计算的衰减时间为1.25毫秒，
测得的衰减时间为1.3毫秒。
实验室测量证明了计算的准确性。
这是如何绘制高侧开关的
感性负载能力。
纯电感用于消除
直流电阻引起的误差。
开关打开，
电流达到预期值，然后关闭。
通过改变峰值电流和电感值
在不同点进行测量。
在此示例中显示了使用外部续流
二极管关闭感性负载。
可以看出，时间衰减非常长，
大约20毫秒，而不是TVS钳位
预期的1毫秒。
感应负载驱动注意事项 -
最大导通电阻，确保智能高端开关
可以通过将结温保持在150℃以下
来驱动导通状态下的感性负载。
最大能量耗散 -
确保智能高侧开关
可以消耗存储的感性负载
使用外部TVS钳位或续流二极管之前的能量。
退磁时间或衰减时间 -
确保V-CLAMP高到足以
限制每个系统要求的退磁时间。
总结 - 驱动感应负载存储磁能
会在关闭时产生非常高的电压尖峰。
高压尖峰会导致严重损坏。
为了防止损坏，必须使用电压钳
和受控的普遍能量耗散。
一些设备集成了一个钳位。
TI智能高端开关具有这样的钳位，
这为电感负载驱动
提供了显着优势，在大多数应用中
无需外部TVS钳位。
计算出的公式是准确的，
可用于安全地设计系统
以打开/关闭感应负载。
如需更多信息或更深入了解，
请访问TI.com上的编号SLVAE30
应用报告。
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未学习 用电源开关驱动感性负载
00:18:10
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视频简介
用电源开关驱动感性负载
所属课程：用电源开关驱动感性负载
发布时间：2019.08.07
视频集数：1
本节视频时长：00:18:10
驱动感性负载包括：1-导通状态下的感性负载设计考虑因素2- OFF状态下的感性负载设计考虑因素3-选择能够驱动感性负载的正确电源开关，以实现安全可靠的设计
