除 RDS(on) 外，还需使用其他参数来确定 DC/DC 转换器的效率
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欢迎学习今天的主题、而不是 RLD SN、以确定直流/直流转换器效率。 在本演示中、我们将深入 了解同步降压转换器的效率和各类损耗。 接下来、我们将深入探讨导通 开关损耗以及外部元件产生的影响总体效率工艺的其他损耗、 并将讨论过去二十年来的封装 创新和改进。 为了演示现代转换器与旧转换器之间的性能差异、 我们将并排比较旧转换器与新转换器、 讨论尺寸和热量等权衡因素。 请记住、电源管理中的任何内容都需要进行权衡。 之后、我们将介绍 WEBENCH、它可以计算功率损耗。 我们先问一下效率是多少？ 简而言之、效率是以百分比表示的输出功率与输入功率之比。 输出功率是输出电压和输出电流的乘积、 输入功率是 输入电压和输入电流的乘积、 均以瓦特为单位。 很明显、输出功率必须小于输入功率。 如果有人指出热力学的第一定律,请告诉我。 其中有许多损耗、 例如不同类型的开关损耗和导通损耗、 我们将详细了解这些损耗并展示现代直流 / 直流转换器创新的第一手改进。 当我们讨论直流/直流转换器效率时、 大多数设计人员都会直接关注 RTD SN。 但如果要真正掌握电源管理、您必须更深入地了解。 今天、我们将超出基本内容。 有许多类型的损耗需要考虑、 我们将详细介绍每一种损耗。 MOSFET 表示、最明显和最著名的法律类型。 导通损耗。 简而言之、就是 I 的平方。 在大多数情况下、 数据表的首页会显示 转换器甚至电源模块的 d SN。 转换器的 d SN 可能会误导到效率估算、 因为幕后的 RLD SN 远不止。 开关损耗取决于 MOSFET 在状态之间转换的速度、 在我们导通和关断 FET 时会存在 FET 开关转换损耗。 存在死区时间和反向恢复损耗形式的体二极管损耗、 这是转换器栅极内部的 FET 固有的损耗。 驱动损耗和 MOSFET 输出。 另外、还 必须考虑电容、因为 MOSFET 栅极是必须对其进行充电和放电的电容器。 打开和关闭转换器。 还必须考虑外部元件、 这些元件受转换器开关频率和电流量的影响。 右侧的图展示了 10A 转换 器功率损耗的概念图片。 其中显示了损耗如何随着输出电流 从 100 毫安扫到 10 安而变化。 在较轻的负载下、显然开关损耗占主导地位、 而在较重的负载下、导通损耗占主导地位。 我们将查看的第一个分量是 MOSFET 导通损耗、 该损耗由 MOSFET 的导通电阻 及其流经它们的 RMS 电流决定。 具体而言、高侧 FET 和低侧 FET 的导通损耗可通过所示的两个公式计算得出。 导通损耗的分量包括电压 转换的占空比或占空比、 即输出电压除以输入电压。 RMS 电流和。 导通电阻相关。 每个公式都包含电感器纹波电流、 这是一个交流分量、会影响铜和磁芯损耗、纹波、 热性能和噪声、峰值通常约为 平均电感器电流的 20%至 40%。 请注意、MOSFET 的导通电阻并不是恒定的、 但实际上会随温度而变化。 每个数据表都有此曲线显示了 MOSFET 结温范围内的导通电阻。 直流/直流转换器使用半导体器件作为高侧和低侧开关。 在导通和关断转换期间、器件需要有限的时间 才能导通和关断。 由于低侧钳位效应、 高侧器件同时受高电流和高电压的影响、 这会产生开关损耗。 左侧图像显示了同步降压转换器在时间间隔 t0 高侧导通期间的高侧 FET、 栅源电压、 VGS、 漏源电压 VDS 和漏极电流 Ids 波形、 MOSFET 在时间间隔 t1 期间关断、 VGS 上升至阈值电压 Vth、 此时没有电流流动。 在 t2 间隔期间、 VGS 超过电压阈值、 MOSFET 开始导通、漏源电流 Ids 增加到输出电流。 一旦 VGS 在 t3 间隔内达到 MOSFET 平坦电压 VPL、 MOSFET 就会 传导漏源电流达到 i0、 漏源电压从输入电压下降至零伏。 最后、在 T4 间隔期间、随着 VGS 不断增加、MOSFET 完全导通。 在该同步降压转换器示例中、 间隔 t2 和 t3 期间存在开关损耗。 并且漏源电流和漏源电压不为零时、 结束时产生额外的差分电压。 电感器电流达到峰值、即 I OUT 加 纹波除以 2。 高侧 MOSFET 开始关断。 左图显示了高侧 FET 与 V 和 ID 的关系高侧波形。 在 VGS 开始下降的间隔期间导通转换、 MOSFET 仍完全导通或增强。 当栅源极电压在间隔三内超过平坦电压 v pl 时、 MOSFET 导通。 IDS 保持在 IO 上、但在时间间隔 T t2 内、 漏源电压开始从零上升到 v n。 电压 VGS 接近阈值电压 Vth 时保持低电平。 当栅源电压 VGS 在间隔 一内降至电压 阈值 Vth 以下时、漏源电流开始下降至零、 MOSFET 关断。 不再有电流流动、MOSFET 关断。 特征值。 在该同步降压转换器示例中、 例如导通转换期间、开关损耗在间隔 t2 和 t3 期间存在。 并且 漏源电流和漏源电压不为零时、 现在、我们来详细了解开关损耗。 在转换间隔 t2 和 t3 期间。 我们展示了 DS 和 VDS 不是零、 以及 MOSFET 导通和关断时引起的开关损耗。 这里显示了开关功率损耗计算。 考虑到导通转换期间的上升时间和 关断转换的下降时间、 转换开关损耗是电感器中电流的函数。 MOSFET 的上升和下降时间以及频率。 I l 峰峰值的 Δ 值是电感器中的纹波电流。 当 MOSFET 导通时、T 会上升开关时间。 T 是 MOSFET 关闭时的开关时间之后、 FMCW 是转换器的开关频率。 考虑到低侧 FET、低侧导通 和关断在正常运行时都是软开关。 当电感器电流为正时、 低侧 FET 导通 和关断、其漏源电压等于 体二极管正向电压。 这意味着低侧 MOSFET 实现了零电压开关。 因此、低侧 MOSFET 开关损耗可以忽略不计。 转换器添加了两个短死 区时间的上升 沿和下降沿、以防止跨导（ 也称为击穿）。 当两个 MOSFET 同时轻微导通时、可能会发生击穿电流、 从而造成效率低下甚至 可能导致降压转换器因接地短路而发生灾难性故障。 当两个 MOSFET 长时间关断时、 死区时间过长也会导致效率损失。 在此期间、电感器电流继续 流过 MOSFET 的体二极管并关断、 导致功率耗散。 死区时间损耗由低侧体二极管在死区时间内导通引起、 可使用所示的公式计算得出。 上升沿死区时间和下降沿死区时间由两个部分组成。 死区时间损耗是 MOSFET 的正向电压的函数。 体二极管。 开关频率和电感电流。 这里展示了开关波形的示波器图、 其中展示了同步降压 转换器的开关接地电压。 我们使用的是 TPS 54KB23A25 放大器同步降压转换器、 在本例中、在第一段中、 低侧 FET 关断、高侧 FET 导通。 在第二段、高侧 FET 关断、 而低侧 FET 仍关断。 在第三段期间、随着低侧 FET 体二极管开始导通、 漏源电压被拉低。 在第四段期间、低侧体二极管开始导通、 将此节点拉至负 v f。 体二极管的正向电压低于接地电压。 在第 5 段中、低侧 FET 导通、漏 源电压等于二极管的正向电压 v f。 我们可以测量从高侧 FET 关断到低侧 FET 导通的下降 沿死区时间为 11 纳秒。 开始转换。死区时间的示意图与高侧 FET 在第一段中重新导通类似、 从最后一张离开低侧 FET 导通且高侧 FET 关断的位置开始拾取。 在第二段中、低侧 FET 关断、高侧 FET 仍关断。 体二极管开始导通。 在第三段中、高侧 FET 开始开启。 这也是发生反向恢复的地方、我们将在下一张幻灯片中对此进行讨论。 在第 4段中、高侧 MOSFET 导通、完全驱动开关节点电压至 VN。 我们可以在从低侧 FET 关断到高侧 FET 导通的时间之间以 5 纳秒的时间测量上升沿死区时间。 二极管反向恢复损耗是由于低侧 FET 体二极管关断所致。 低侧 FET 体二极管在上升沿死区时间 期间传导电感器电流时。 少数字符被注入并存储在二极管中。 P-N 结。 当高侧 FET 开始导通时、 负电流必须首先流过二极管以去除存储的电荷、 然后二极管才能阻断任何负电压。 在此期间、高侧漏极源极电压保持 为 vn、直到整个二极管少数载流子耗尽。 当二极管反向恢复电流达到最大负反向电流时、 二极管开始阻断负电压、 并且反向电流继续流动、以便为体二极管充电。 耗尽。 结果。 在此期间涉及的总电荷称为反向恢复电荷或 SRAR。 高侧导通时的二极管反向恢复损耗可按 公式所示进行计算、它是开关频率、 输入电压和反向恢复电荷的函数。 在同步降压转换器中、反向恢复损耗很难测量、 因为该转换器无法访问绘制波形的节点。 MOSFET 栅极是有效的电容器、并具有栅极电容。 由 MOSFET 栅极充放电所需的能量引起的 MOSFET 栅极驱动损耗。 可以使用下面所示的公式来计算该值。 栅极驱动损耗取决于开关频率 以及 MOSFET 栅极电容的函数。 然而、在特定栅极驱动 器上使用总栅极电荷、电压 V DRIVE 比使用 MOSFET 栅极电容更为实用。 请记住、开关频率越高、栅极驱动损耗越高、 随着开关频率的增加、效率会越低、 具有更低 D SN 的较大 MOSFET 会提供更低的导通损耗、 但代价是栅极电容越高、栅极驱动损耗会更高。 换句话说、在特定用例中、较低的 D SN MOSFET 可能不会具有最高效率。 没有完美元件。 电感器损失了两个。 我们考虑两种类型的绕组损耗、 即导通损耗和磁芯损耗、 即交流损耗。 绕组损耗很简单。 它是线圈的电阻、 称为等效串联电阻 (ESR)。 在此图中、计算磁芯损耗更为复杂。 之所以会出现磁芯损耗、是 因为电感器在磁场和电流之间转换 能量的效率不是 100%。 好消息是电感器供应商可以使用其 计算工具来帮助计算磁芯损耗。 Read Expert 和 Mag Pro 可以帮助计算本示例中显示的所有损耗。 最后、电容器也会有功率损耗、并具有自己的 ESR。 陶瓷电容器往往具有最小的 ESR、 而电解电容器和聚合物电容器往往具有更大的 ESR 值。 在这里、我们展示了降压转换 器的输入电容损耗和输出电容损耗。 请注意、电容器的 ESR 也会随频率而变化、 如右侧的图中所示。 以上是对同步降压转换器各种 类型功率损耗的深入研究。 接下来、我们将研究 现代直流/直流转换器在工艺和封装方面对提高 效率和效率的改进。 较旧直流/直流转换器与较新直流/直流转换器与 实际实验室测量结果的比较。 然后、我们将探讨高效率设计时的权衡。 之后、 我们将展示 WEBENCH 示例的结果、说明如何 使用该工具在相同工作条件下比较不同的转换器。 在过去几十年中、功率 MOSFET 技术的工艺改进确实有助于提高 市场上直流 / 直流转换器的效率。 该表显示了随着工艺技术的缩减、 标准化品质因数如何得到改善。 这里的品质因数是总栅极电荷 的比率、它是栅极电容乘以 MOSFET 的 d SN 的函数。 这些项是相反的、与之成反比。 因为具有较低 D SN 的 MOSFET 将具有较高的栅极电容、 从而以较高的栅极电荷开关 MOSFET 以方便说明。 2006 年制造的直流/直流转换器采用 TI 的七代 CMOS 线性 技术和 250 纳米工艺、其品质因数为 1。 15 年后。 TI 采用 65 纳米工艺的第 10 代 Linear by CMOS 工艺、其标准化品质因数为 0.4。 现在、 TI 能够制造裸片更小的直流 / 直流转换器、 并提高了品质因数。 更好的工艺技术将从封装改进中受益匪浅、 从而提高效率并降低功率 MOSFET 上的电气应力。 封装技术与工艺技术相结合、可提高效率。 多年前、我们使用引线键合将裸片连接到引线框的引线。 TI 仍然制造许多使用引线键合的转换器。 左上角图像显示了连接到裸片顶部和引线 框引脚的黄色键合线示例。 多年来、高电流转换器的引线键合问题日益严重。 引线键合电阻在功率 MOSFET 的设计中变得更加重要、而随着转换器的消失、 引线电阻会缩小。 键合线更长、因为由于更高的引脚数可实现丰富的功能集、 因此在需要保持相对较大尺寸的封装中使用较小的芯片。 迁移到引线框上倒装芯片是一项自然进展。 铜柱不使用金或铜引线键合、 而是压接到 晶圆本身上、并倒置组装在引线框上。 这样可以消除键合线的寄生 电感并降低总电阻。 因为每种焊盘和触控笔的键合线数量有限。 由于仍可根据需要 在引线框的底部构建焊盘、因此热性能仍然很好。 蝶形引脚排列（通常称为对称引脚排列） 更容易通过倒装芯片封装实现。 在这种情况下、V 和接地焊盘位于直流/直流转换器的两侧。 铜柱提供的有效引脚对引脚电阻低得多。 降低寄生电感有助于通过改善和充分 发挥 PCB 布局的优势来降低开关损耗、 并通过允许在 IC 两侧使用输入电容器来实现更理想的布局。 通过降低开关损耗、转换器能够 以更高的开关频率进行开关、并实现更短的最短导通时间。 集成低频输入电压电容器和自 举电容器是有助于提高效率的另 一项封装进步。 降低环路电感有助于我们以更少的振铃更努力、 更快地驱动功率 MOSFET。 因为缩短导通和关断期间的 MOSFET 转换时间可以降低开关损耗。 展示工艺和封装技术随时间的改进。 这里选择了两个不同的 30A 降压转换器并比较了效率。 TPS 53355 是一款 30 安培 降压转换器和一个 5mm x 6mm 栈夹 QFN 封装。 它于 2011 年发布、采用TI的第 2.1 代 LMX FET 工艺技术、 具有 200 纳米工艺。 13 年后、 TI 针对 KSI 23 发布了 TPS 5、 这是一款 30 安培的降压转换器、 采用TI的 LDC 1065 纳米工艺、采用 3mm x 3.5 QFN 封装。 我们设计了这两款转换器、均支持 12V 输入、0.85V 输出开关（800kHz 时）。 两种设计使用相同的电感器输出、电容和运行条件。 有趣的是、 KSI 23 的 TPS 5 的 DE SN 高于 TPS 53355、 大约高 15%、 但它在满载时可 在整个负载范围内实现更好的效率。 KSI 23 的 5 个耗散功率比 TPS 5、 3、3、5 的耗散功率低四分之一瓦、在半负载下耗散功率低一半瓦。 可以肯定地说、仅仅通过检查红色 SN、 TPS 5、 3、 5、 5的传导损耗优于 KSI 23 的 TPS 5。 因此、我们必须寻找其他地方来提高效率。 使用相同的外部元件对评估模块进行了修改。 我们发现死区时间有了显著改善、 低侧有了显著改善。 FET 上升 时间和高侧 FET 上升时间是得益于更好的工艺和封装技术。 另外、有趣的是、尽管高侧和低侧 MOSFET 的上升时间较短、但峰值振铃电压较低。 接下来的幻灯片将展示这些波形。 在这里、我们展示了与 TPS 53355 相比、 KSI 23 的 TPS 5 的死区 时间改进。这表明从25纳秒 提高到 7.2 纳秒将 71.2%。 为了演示如何在对设计进行权衡时提高效率、 我们将查看具有相同输入电压输出 电压和相同直流 / 直流转换器的两种不同设计。 用于 KSI 23 评估模块的 30 安培 TPS 5 实际上 在同一电路板上有两种不同的设计、因此可以轻松说明这种比较。 左侧的设计针对小尺寸进行了优化、 右侧的设计针对更高的效率进行了优化、 以展示更高的效率。 选择 800kHz 的开关频率、 这是器件的最低频率选择。 较低的频率决定了选择一个具有 1.3mV ESR 的较大 0.47 微电感器。效率在 7.5A 时峰值为 96.3%、 满载效率为 93.5%。 另一方面、 选择了更高频率的 1.4MHz 作为转换器的最快设置、 以驱动具有1.85ΩESR的较小 22.22 微亨利电感器。 该设计在 10A 电流下 达到 94.5% 的峰值、满载效率为 92.5%。 在较高频率下、 开关损耗会更高、尤其是在较轻的负载下。 请注意、IC 外壳温差。 在相同的电路板条件下、较小的设计的工作 温度几乎达到 16 度。 事情会变得很热。 很明显。 功率耗散会导致不必要的热量、 从而进一步降低效率、 并且随直流/直流转换器内部损耗 以及外部元件的变化而变化。 转换器的结温升取决于环境温度、 IC 内部的功率耗散和封装的热阻 （我们称为 R θ θ j r θ J）也取决于 PCB 特性、 例如 PCB 上使用的铜量、电路板层数、 甚至电路板上其他发热元件的接近度。 因此,从一个零件到另一个零件进行真正的苹果比较是非常困难的。 不过、良好的数据表有助于了解转换器的热性能。 KC23 数据表的 TPS 5 示例显示、 转换器具有三个不同的 R θθ j 值、一个基于标准 J 平台、 另一个使用 四层设计、第三个使用六层设计。 每个设计都有一个 3mm x 三英寸布局、使用两盎司铜、 我们可以使用一些数学值和 WEBENCH 值来估算 WEBENCH 中直流/直流转换器的温升。 在产品文件夹输入页面 中键入输入输出、开关频率和环境条件 会导致 IC 内部的功耗约为 2.7W。 我们现在可以计算出 95°C 的结温 或约 45 度的温升。 从而了解 特定电路板堆叠的环境温度和热阻。 θ知道、 WEBENCH 以迭代方式重新计算 t sub J。 根据功率耗散上升的 WEBENCH、 根据功率损耗迭代重新计算Δ T JK、 而不仅仅是使用 25 °C的环境温度进行所有计算。 在本示例中、 WEBENCH 从 25 °C 开始 计算发热（例如 50 °C）、然后在 75 °C 时重新计算该示例、 并一直持续到收敛。 我们对更高效率的追求可能会导致过多的峰值串扰 以减少开关损耗、从而导致直流/直流转换器内部的总损耗。 Rick 设计人员可能会增加 高侧 MOSFET 的压摆率或上升时间以 更难驱动 MOSFET、 从而缩短其转换时间、 可能有助于转换器适应更小的封装 并提供更好的效率结果、但代价是开关节点绞线过大和不想要。 可通过多种方法来减少峰值写入、但 在设计中会进行一些权衡。 我们来探讨几种方法。 如何控制峰绞线。 第一种方法并不适用于大多数直流/直流转换器、 但适用于具有外部 MOSFET 的直流/直流控制器、 值得一提的是、 在控制器栅 极驱动引脚的输出 端放置一个栅极电阻器和一个反并联二极管、将降低高侧 FET 驱动器的导通压摆率、从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。 但是、较慢的速度 和栅极电阻会降低控制器的总效率。 另一种方法是添加一个与自举电容器串联的电阻器。 此技术还降低了高侧 FET 驱动器导通压摆率、 从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。 与供应商核实转换器是否支持添加 自举电阻器。 大多数转换器将会发生什么。 但很小的可能性是有一些内部 电路可能会阻止它。 调优后的 RC 缓冲器是另一种抑制开关节点上振铃 的技术、可提高可靠性并降低噪声。 有许多应用手册可 帮助提供电阻器和电容器元件值。 遗憾的是、缓冲器会增加功率损耗并降低效率。 无论如何、一种很好的设计做法是在 PC 板上包含任何这些焊盘、 用于额外的元件、并 在电路板启动期间根据需要进行组装。 好消息是、现代直流/直流转换器集成了低 侧 FET 钳位电路、可提高振铃性能和可靠性。 如图所示、 TPS 54 KC 23 中 集成了一个自钳位电路、用于减少 栅极驱动器耗散并控制死区时间。 因此、控制开关节点振铃以缓解这些电压 尖峰、从而提高 EMI 以降低噪声、防止跨导、 并降低内部体二极管上的应力、防止反向恢复性能下降。 因此、MOSFET 可以更难驱动 并提高效率、而不会出现过多的振铃。 在这里、我们将较旧的 TPS 53355 与较新的 TPS 54KC23 进行比较。 在相同的工作条件下、集成式自钳位电路的振铃改善非常显著。 WEBENCH 是一款很好的工具、可帮助确定 多个直流 / 直流转换器的效率位置。 可以在直流 / 直流转换器允许的类似条件 下设计两种解决方案。 损耗通过 WEBENCH 计算并显示在 Power Category 选项卡上。 可在整个负载范围内生成效率图。 WEBENCH 设计从 直流/直流转换器的产品文件夹中开始、然后 在选择外部元件后进行优化。 这里以功耗类型为例进行了展示。 请注意、WEBENCH 不计算电感器中的交流损耗。 仅使用电感器产生直流或 I2C 平方 R 损耗。 制造商工具将能够测量电感器的磁芯损耗。 在这里、我们展示了 WEBENCH 与效率测量结果保持一致。 KC23 的 TPS 5 相对于 TPS 53355 的改进。 KC 23 的 TPS 5 在整个负载范围内输出电压较低时表现优异、 尤其是在电流较低时、表明开关损耗有所改善。 在电感器和工作条件相同的情况下、 两种设计都尽可能彼此靠近。 关于效率的主题到此结束。 工艺和封装改进有助于 提高发电效率。 效率不仅取决于 MOSFET 导通损耗、 还取决于开关 损耗和效率、这还会进一步取决于工作条件和权衡因素、 例如对解决方案尺寸的自发热和重新获得控制。 最后、WEBENCH 可用于帮助选择更高效的直流/直流转换器。 要详细了解同步降压转换器的效率计算、 请查看 TE 网站上的这些应用手册。 这些应用手册将更加详细地介绍导通 损耗和开关损耗对效率的影响。 以下是一些其他有用的链接和工具、可帮助您设计直流/直流转换器。 感谢您观看本研讨会。
欢迎学习今天的主题、而不是 RLD SN、以确定直流/直流转换器效率。 在本演示中、我们将深入 了解同步降压转换器的效率和各类损耗。 接下来、我们将深入探讨导通 开关损耗以及外部元件产生的影响总体效率工艺的其他损耗、 并将讨论过去二十年来的封装 创新和改进。 为了演示现代转换器与旧转换器之间的性能差异、 我们将并排比较旧转换器与新转换器、 讨论尺寸和热量等权衡因素。 请记住、电源管理中的任何内容都需要进行权衡。 之后、我们将介绍 WEBENCH、它可以计算功率损耗。 我们先问一下效率是多少？ 简而言之、效率是以百分比表示的输出功率与输入功率之比。 输出功率是输出电压和输出电流的乘积、 输入功率是 输入电压和输入电流的乘积、 均以瓦特为单位。 很明显、输出功率必须小于输入功率。 如果有人指出热力学的第一定律,请告诉我。 其中有许多损耗、 例如不同类型的开关损耗和导通损耗、 我们将详细了解这些损耗并展示现代直流 / 直流转换器创新的第一手改进。 当我们讨论直流/直流转换器效率时、 大多数设计人员都会直接关注 RTD SN。 但如果要真正掌握电源管理、您必须更深入地了解。 今天、我们将超出基本内容。 有许多类型的损耗需要考虑、 我们将详细介绍每一种损耗。 MOSFET 表示、最明显和最著名的法律类型。 导通损耗。 简而言之、就是 I 的平方。 在大多数情况下、 数据表的首页会显示 转换器甚至电源模块的 d SN。 转换器的 d SN 可能会误导到效率估算、 因为幕后的 RLD SN 远不止。 开关损耗取决于 MOSFET 在状态之间转换的速度、 在我们导通和关断 FET 时会存在 FET 开关转换损耗。 存在死区时间和反向恢复损耗形式的体二极管损耗、 这是转换器栅极内部的 FET 固有的损耗。 驱动损耗和 MOSFET 输出。 另外、还 必须考虑电容、因为 MOSFET 栅极是必须对其进行充电和放电的电容器。 打开和关闭转换器。 还必须考虑外部元件、 这些元件受转换器开关频率和电流量的影响。 右侧的图展示了 10A 转换 器功率损耗的概念图片。 其中显示了损耗如何随着输出电流 从 100 毫安扫到 10 安而变化。 在较轻的负载下、显然开关损耗占主导地位、 而在较重的负载下、导通损耗占主导地位。 我们将查看的第一个分量是 MOSFET 导通损耗、 该损耗由 MOSFET 的导通电阻 及其流经它们的 RMS 电流决定。 具体而言、高侧 FET 和低侧 FET 的导通损耗可通过所示的两个公式计算得出。 导通损耗的分量包括电压 转换的占空比或占空比、 即输出电压除以输入电压。 RMS 电流和。 导通电阻相关。 每个公式都包含电感器纹波电流、 这是一个交流分量、会影响铜和磁芯损耗、纹波、 热性能和噪声、峰值通常约为 平均电感器电流的 20%至 40%。 请注意、MOSFET 的导通电阻并不是恒定的、 但实际上会随温度而变化。 每个数据表都有此曲线显示了 MOSFET 结温范围内的导通电阻。 直流/直流转换器使用半导体器件作为高侧和低侧开关。 在导通和关断转换期间、器件需要有限的时间 才能导通和关断。 由于低侧钳位效应、 高侧器件同时受高电流和高电压的影响、 这会产生开关损耗。 左侧图像显示了同步降压转换器在时间间隔 t0 高侧导通期间的高侧 FET、 栅源电压、 VGS、 漏源电压 VDS 和漏极电流 Ids 波形、 MOSFET 在时间间隔 t1 期间关断、 VGS 上升至阈值电压 Vth、 此时没有电流流动。 在 t2 间隔期间、 VGS 超过电压阈值、 MOSFET 开始导通、漏源电流 Ids 增加到输出电流。 一旦 VGS 在 t3 间隔内达到 MOSFET 平坦电压 VPL、 MOSFET 就会 传导漏源电流达到 i0、 漏源电压从输入电压下降至零伏。 最后、在 T4 间隔期间、随着 VGS 不断增加、MOSFET 完全导通。 在该同步降压转换器示例中、 间隔 t2 和 t3 期间存在开关损耗。 并且漏源电流和漏源电压不为零时、 结束时产生额外的差分电压。 电感器电流达到峰值、即 I OUT 加 纹波除以 2。 高侧 MOSFET 开始关断。 左图显示了高侧 FET 与 V 和 ID 的关系高侧波形。 在 VGS 开始下降的间隔期间导通转换、 MOSFET 仍完全导通或增强。 当栅源极电压在间隔三内超过平坦电压 v pl 时、 MOSFET 导通。 IDS 保持在 IO 上、但在时间间隔 T t2 内、 漏源电压开始从零上升到 v n。 电压 VGS 接近阈值电压 Vth 时保持低电平。 当栅源电压 VGS 在间隔 一内降至电压 阈值 Vth 以下时、漏源电流开始下降至零、 MOSFET 关断。 不再有电流流动、MOSFET 关断。 特征值。 在该同步降压转换器示例中、 例如导通转换期间、开关损耗在间隔 t2 和 t3 期间存在。 并且 漏源电流和漏源电压不为零时、 现在、我们来详细了解开关损耗。 在转换间隔 t2 和 t3 期间。 我们展示了 DS 和 VDS 不是零、 以及 MOSFET 导通和关断时引起的开关损耗。 这里显示了开关功率损耗计算。 考虑到导通转换期间的上升时间和 关断转换的下降时间、 转换开关损耗是电感器中电流的函数。 MOSFET 的上升和下降时间以及频率。 I l 峰峰值的 Δ 值是电感器中的纹波电流。 当 MOSFET 导通时、T 会上升开关时间。 T 是 MOSFET 关闭时的开关时间之后、 FMCW 是转换器的开关频率。 考虑到低侧 FET、低侧导通 和关断在正常运行时都是软开关。 当电感器电流为正时、 低侧 FET 导通 和关断、其漏源电压等于 体二极管正向电压。 这意味着低侧 MOSFET 实现了零电压开关。 因此、低侧 MOSFET 开关损耗可以忽略不计。 转换器添加了两个短死 区时间的上升 沿和下降沿、以防止跨导（ 也称为击穿）。 当两个 MOSFET 同时轻微导通时、可能会发生击穿电流、 从而造成效率低下甚至 可能导致降压转换器因接地短路而发生灾难性故障。 当两个 MOSFET 长时间关断时、 死区时间过长也会导致效率损失。 在此期间、电感器电流继续 流过 MOSFET 的体二极管并关断、 导致功率耗散。 死区时间损耗由低侧体二极管在死区时间内导通引起、 可使用所示的公式计算得出。 上升沿死区时间和下降沿死区时间由两个部分组成。 死区时间损耗是 MOSFET 的正向电压的函数。 体二极管。 开关频率和电感电流。 这里展示了开关波形的示波器图、 其中展示了同步降压 转换器的开关接地电压。 我们使用的是 TPS 54KB23A25 放大器同步降压转换器、 在本例中、在第一段中、 低侧 FET 关断、高侧 FET 导通。 在第二段、高侧 FET 关断、 而低侧 FET 仍关断。 在第三段期间、随着低侧 FET 体二极管开始导通、 漏源电压被拉低。 在第四段期间、低侧体二极管开始导通、 将此节点拉至负 v f。 体二极管的正向电压低于接地电压。 在第 5 段中、低侧 FET 导通、漏 源电压等于二极管的正向电压 v f。 我们可以测量从高侧 FET 关断到低侧 FET 导通的下降 沿死区时间为 11 纳秒。 开始转换。死区时间的示意图与高侧 FET 在第一段中重新导通类似、 从最后一张离开低侧 FET 导通且高侧 FET 关断的位置开始拾取。 在第二段中、低侧 FET 关断、高侧 FET 仍关断。 体二极管开始导通。 在第三段中、高侧 FET 开始开启。 这也是发生反向恢复的地方、我们将在下一张幻灯片中对此进行讨论。 在第 4段中、高侧 MOSFET 导通、完全驱动开关节点电压至 VN。 我们可以在从低侧 FET 关断到高侧 FET 导通的时间之间以 5 纳秒的时间测量上升沿死区时间。 二极管反向恢复损耗是由于低侧 FET 体二极管关断所致。 低侧 FET 体二极管在上升沿死区时间 期间传导电感器电流时。 少数字符被注入并存储在二极管中。 P-N 结。 当高侧 FET 开始导通时、 负电流必须首先流过二极管以去除存储的电荷、 然后二极管才能阻断任何负电压。 在此期间、高侧漏极源极电压保持 为 vn、直到整个二极管少数载流子耗尽。 当二极管反向恢复电流达到最大负反向电流时、 二极管开始阻断负电压、 并且反向电流继续流动、以便为体二极管充电。 耗尽。 结果。 在此期间涉及的总电荷称为反向恢复电荷或 SRAR。 高侧导通时的二极管反向恢复损耗可按 公式所示进行计算、它是开关频率、 输入电压和反向恢复电荷的函数。 在同步降压转换器中、反向恢复损耗很难测量、 因为该转换器无法访问绘制波形的节点。 MOSFET 栅极是有效的电容器、并具有栅极电容。 由 MOSFET 栅极充放电所需的能量引起的 MOSFET 栅极驱动损耗。 可以使用下面所示的公式来计算该值。 栅极驱动损耗取决于开关频率 以及 MOSFET 栅极电容的函数。 然而、在特定栅极驱动 器上使用总栅极电荷、电压 V DRIVE 比使用 MOSFET 栅极电容更为实用。 请记住、开关频率越高、栅极驱动损耗越高、 随着开关频率的增加、效率会越低、 具有更低 D SN 的较大 MOSFET 会提供更低的导通损耗、 但代价是栅极电容越高、栅极驱动损耗会更高。 换句话说、在特定用例中、较低的 D SN MOSFET 可能不会具有最高效率。 没有完美元件。 电感器损失了两个。 我们考虑两种类型的绕组损耗、 即导通损耗和磁芯损耗、 即交流损耗。 绕组损耗很简单。 它是线圈的电阻、 称为等效串联电阻 (ESR)。 在此图中、计算磁芯损耗更为复杂。 之所以会出现磁芯损耗、是 因为电感器在磁场和电流之间转换 能量的效率不是 100%。 好消息是电感器供应商可以使用其 计算工具来帮助计算磁芯损耗。 Read Expert 和 Mag Pro 可以帮助计算本示例中显示的所有损耗。 最后、电容器也会有功率损耗、并具有自己的 ESR。 陶瓷电容器往往具有最小的 ESR、 而电解电容器和聚合物电容器往往具有更大的 ESR 值。 在这里、我们展示了降压转换 器的输入电容损耗和输出电容损耗。 请注意、电容器的 ESR 也会随频率而变化、 如右侧的图中所示。 以上是对同步降压转换器各种 类型功率损耗的深入研究。 接下来、我们将研究 现代直流/直流转换器在工艺和封装方面对提高 效率和效率的改进。 较旧直流/直流转换器与较新直流/直流转换器与 实际实验室测量结果的比较。 然后、我们将探讨高效率设计时的权衡。 之后、 我们将展示 WEBENCH 示例的结果、说明如何 使用该工具在相同工作条件下比较不同的转换器。 在过去几十年中、功率 MOSFET 技术的工艺改进确实有助于提高 市场上直流 / 直流转换器的效率。 该表显示了随着工艺技术的缩减、 标准化品质因数如何得到改善。 这里的品质因数是总栅极电荷 的比率、它是栅极电容乘以 MOSFET 的 d SN 的函数。 这些项是相反的、与之成反比。 因为具有较低 D SN 的 MOSFET 将具有较高的栅极电容、 从而以较高的栅极电荷开关 MOSFET 以方便说明。 2006 年制造的直流/直流转换器采用 TI 的七代 CMOS 线性 技术和 250 纳米工艺、其品质因数为 1。 15 年后。 TI 采用 65 纳米工艺的第 10 代 Linear by CMOS 工艺、其标准化品质因数为 0.4。 现在、 TI 能够制造裸片更小的直流 / 直流转换器、 并提高了品质因数。 更好的工艺技术将从封装改进中受益匪浅、 从而提高效率并降低功率 MOSFET 上的电气应力。 封装技术与工艺技术相结合、可提高效率。 多年前、我们使用引线键合将裸片连接到引线框的引线。 TI 仍然制造许多使用引线键合的转换器。 左上角图像显示了连接到裸片顶部和引线 框引脚的黄色键合线示例。 多年来、高电流转换器的引线键合问题日益严重。 引线键合电阻在功率 MOSFET 的设计中变得更加重要、而随着转换器的消失、 引线电阻会缩小。 键合线更长、因为由于更高的引脚数可实现丰富的功能集、 因此在需要保持相对较大尺寸的封装中使用较小的芯片。 迁移到引线框上倒装芯片是一项自然进展。 铜柱不使用金或铜引线键合、 而是压接到 晶圆本身上、并倒置组装在引线框上。 这样可以消除键合线的寄生 电感并降低总电阻。 因为每种焊盘和触控笔的键合线数量有限。 由于仍可根据需要 在引线框的底部构建焊盘、因此热性能仍然很好。 蝶形引脚排列（通常称为对称引脚排列） 更容易通过倒装芯片封装实现。 在这种情况下、V 和接地焊盘位于直流/直流转换器的两侧。 铜柱提供的有效引脚对引脚电阻低得多。 降低寄生电感有助于通过改善和充分 发挥 PCB 布局的优势来降低开关损耗、 并通过允许在 IC 两侧使用输入电容器来实现更理想的布局。 通过降低开关损耗、转换器能够 以更高的开关频率进行开关、并实现更短的最短导通时间。 集成低频输入电压电容器和自 举电容器是有助于提高效率的另 一项封装进步。 降低环路电感有助于我们以更少的振铃更努力、 更快地驱动功率 MOSFET。 因为缩短导通和关断期间的 MOSFET 转换时间可以降低开关损耗。 展示工艺和封装技术随时间的改进。 这里选择了两个不同的 30A 降压转换器并比较了效率。 TPS 53355 是一款 30 安培 降压转换器和一个 5mm x 6mm 栈夹 QFN 封装。 它于 2011 年发布、采用TI的第 2.1 代 LMX FET 工艺技术、 具有 200 纳米工艺。 13 年后、 TI 针对 KSI 23 发布了 TPS 5、 这是一款 30 安培的降压转换器、 采用TI的 LDC 1065 纳米工艺、采用 3mm x 3.5 QFN 封装。 我们设计了这两款转换器、均支持 12V 输入、0.85V 输出开关（800kHz 时）。 两种设计使用相同的电感器输出、电容和运行条件。 有趣的是、 KSI 23 的 TPS 5 的 DE SN 高于 TPS 53355、 大约高 15%、 但它在满载时可 在整个负载范围内实现更好的效率。 KSI 23 的 5 个耗散功率比 TPS 5、 3、3、5 的耗散功率低四分之一瓦、在半负载下耗散功率低一半瓦。 可以肯定地说、仅仅通过检查红色 SN、 TPS 5、 3、 5、 5的传导损耗优于 KSI 23 的 TPS 5。 因此、我们必须寻找其他地方来提高效率。 使用相同的外部元件对评估模块进行了修改。 我们发现死区时间有了显著改善、 低侧有了显著改善。 FET 上升 时间和高侧 FET 上升时间是得益于更好的工艺和封装技术。 另外、有趣的是、尽管高侧和低侧 MOSFET 的上升时间较短、但峰值振铃电压较低。 接下来的幻灯片将展示这些波形。 在这里、我们展示了与 TPS 53355 相比、 KSI 23 的 TPS 5 的死区 时间改进。这表明从25纳秒 提高到 7.2 纳秒将 71.2%。 为了演示如何在对设计进行权衡时提高效率、 我们将查看具有相同输入电压输出 电压和相同直流 / 直流转换器的两种不同设计。 用于 KSI 23 评估模块的 30 安培 TPS 5 实际上 在同一电路板上有两种不同的设计、因此可以轻松说明这种比较。 左侧的设计针对小尺寸进行了优化、 右侧的设计针对更高的效率进行了优化、 以展示更高的效率。 选择 800kHz 的开关频率、 这是器件的最低频率选择。 较低的频率决定了选择一个具有 1.3mV ESR 的较大 0.47 微电感器。效率在 7.5A 时峰值为 96.3%、 满载效率为 93.5%。 另一方面、 选择了更高频率的 1.4MHz 作为转换器的最快设置、 以驱动具有1.85ΩESR的较小 22.22 微亨利电感器。 该设计在 10A 电流下 达到 94.5% 的峰值、满载效率为 92.5%。 在较高频率下、 开关损耗会更高、尤其是在较轻的负载下。 请注意、IC 外壳温差。 在相同的电路板条件下、较小的设计的工作 温度几乎达到 16 度。 事情会变得很热。 很明显。 功率耗散会导致不必要的热量、 从而进一步降低效率、 并且随直流/直流转换器内部损耗 以及外部元件的变化而变化。 转换器的结温升取决于环境温度、 IC 内部的功率耗散和封装的热阻 （我们称为 R θ θ j r θ J）也取决于 PCB 特性、 例如 PCB 上使用的铜量、电路板层数、 甚至电路板上其他发热元件的接近度。 因此,从一个零件到另一个零件进行真正的苹果比较是非常困难的。 不过、良好的数据表有助于了解转换器的热性能。 KC23 数据表的 TPS 5 示例显示、 转换器具有三个不同的 R θθ j 值、一个基于标准 J 平台、 另一个使用 四层设计、第三个使用六层设计。 每个设计都有一个 3mm x 三英寸布局、使用两盎司铜、 我们可以使用一些数学值和 WEBENCH 值来估算 WEBENCH 中直流/直流转换器的温升。 在产品文件夹输入页面 中键入输入输出、开关频率和环境条件 会导致 IC 内部的功耗约为 2.7W。 我们现在可以计算出 95°C 的结温 或约 45 度的温升。 从而了解 特定电路板堆叠的环境温度和热阻。 θ知道、 WEBENCH 以迭代方式重新计算 t sub J。 根据功率耗散上升的 WEBENCH、 根据功率损耗迭代重新计算Δ T JK、 而不仅仅是使用 25 °C的环境温度进行所有计算。 在本示例中、 WEBENCH 从 25 °C 开始 计算发热（例如 50 °C）、然后在 75 °C 时重新计算该示例、 并一直持续到收敛。 我们对更高效率的追求可能会导致过多的峰值串扰 以减少开关损耗、从而导致直流/直流转换器内部的总损耗。 Rick 设计人员可能会增加 高侧 MOSFET 的压摆率或上升时间以 更难驱动 MOSFET、 从而缩短其转换时间、 可能有助于转换器适应更小的封装 并提供更好的效率结果、但代价是开关节点绞线过大和不想要。 可通过多种方法来减少峰值写入、但 在设计中会进行一些权衡。 我们来探讨几种方法。 如何控制峰绞线。 第一种方法并不适用于大多数直流/直流转换器、 但适用于具有外部 MOSFET 的直流/直流控制器、 值得一提的是、 在控制器栅 极驱动引脚的输出 端放置一个栅极电阻器和一个反并联二极管、将降低高侧 FET 驱动器的导通压摆率、从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。 但是、较慢的速度 和栅极电阻会降低控制器的总效率。 另一种方法是添加一个与自举电容器串联的电阻器。 此技术还降低了高侧 FET 驱动器导通压摆率、 从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。 与供应商核实转换器是否支持添加 自举电阻器。 大多数转换器将会发生什么。 但很小的可能性是有一些内部 电路可能会阻止它。 调优后的 RC 缓冲器是另一种抑制开关节点上振铃 的技术、可提高可靠性并降低噪声。 有许多应用手册可 帮助提供电阻器和电容器元件值。 遗憾的是、缓冲器会增加功率损耗并降低效率。 无论如何、一种很好的设计做法是在 PC 板上包含任何这些焊盘、 用于额外的元件、并 在电路板启动期间根据需要进行组装。 好消息是、现代直流/直流转换器集成了低 侧 FET 钳位电路、可提高振铃性能和可靠性。 如图所示、 TPS 54 KC 23 中 集成了一个自钳位电路、用于减少 栅极驱动器耗散并控制死区时间。 因此、控制开关节点振铃以缓解这些电压 尖峰、从而提高 EMI 以降低噪声、防止跨导、 并降低内部体二极管上的应力、防止反向恢复性能下降。 因此、MOSFET 可以更难驱动 并提高效率、而不会出现过多的振铃。 在这里、我们将较旧的 TPS 53355 与较新的 TPS 54KC23 进行比较。 在相同的工作条件下、集成式自钳位电路的振铃改善非常显著。 WEBENCH 是一款很好的工具、可帮助确定 多个直流 / 直流转换器的效率位置。 可以在直流 / 直流转换器允许的类似条件 下设计两种解决方案。 损耗通过 WEBENCH 计算并显示在 Power Category 选项卡上。 可在整个负载范围内生成效率图。 WEBENCH 设计从 直流/直流转换器的产品文件夹中开始、然后 在选择外部元件后进行优化。 这里以功耗类型为例进行了展示。 请注意、WEBENCH 不计算电感器中的交流损耗。 仅使用电感器产生直流或 I2C 平方 R 损耗。 制造商工具将能够测量电感器的磁芯损耗。 在这里、我们展示了 WEBENCH 与效率测量结果保持一致。 KC23 的 TPS 5 相对于 TPS 53355 的改进。 KC 23 的 TPS 5 在整个负载范围内输出电压较低时表现优异、 尤其是在电流较低时、表明开关损耗有所改善。 在电感器和工作条件相同的情况下、 两种设计都尽可能彼此靠近。 关于效率的主题到此结束。 工艺和封装改进有助于 提高发电效率。 效率不仅取决于 MOSFET 导通损耗、 还取决于开关 损耗和效率、这还会进一步取决于工作条件和权衡因素、 例如对解决方案尺寸的自发热和重新获得控制。 最后、WEBENCH 可用于帮助选择更高效的直流/直流转换器。 要详细了解同步降压转换器的效率计算、 请查看 TE 网站上的这些应用手册。 这些应用手册将更加详细地介绍导通 损耗和开关损耗对效率的影响。 以下是一些其他有用的链接和工具、可帮助您设计直流/直流转换器。 感谢您观看本研讨会。
欢迎学习今天的主题、而不是 RLD SN、以确定直流/直流转换器效率。
在本演示中、我们将深入
了解同步降压转换器的效率和各类损耗。
接下来、我们将深入探讨导通
开关损耗以及外部元件产生的影响总体效率工艺的其他损耗、
并将讨论过去二十年来的封装
创新和改进。
为了演示现代转换器与旧转换器之间的性能差异、
我们将并排比较旧转换器与新转换器、
讨论尺寸和热量等权衡因素。
请记住、电源管理中的任何内容都需要进行权衡。
之后、我们将介绍 WEBENCH、它可以计算功率损耗。
我们先问一下效率是多少？
简而言之、效率是以百分比表示的输出功率与输入功率之比。
输出功率是输出电压和输出电流的乘积、
输入功率是
输入电压和输入电流的乘积、
均以瓦特为单位。
很明显、输出功率必须小于输入功率。
如果有人指出热力学的第一定律,请告诉我。
其中有许多损耗、
例如不同类型的开关损耗和导通损耗、
我们将详细了解这些损耗并展示现代直流
/ 直流转换器创新的第一手改进。
当我们讨论直流/直流转换器效率时、
大多数设计人员都会直接关注 RTD SN。
但如果要真正掌握电源管理、您必须更深入地了解。
今天、我们将超出基本内容。
有许多类型的损耗需要考虑、
我们将详细介绍每一种损耗。
MOSFET 表示、最明显和最著名的法律类型。
导通损耗。 简而言之、就是 I 的平方。
在大多数情况下、
数据表的首页会显示
转换器甚至电源模块的 d SN。
转换器的 d SN 可能会误导到效率估算、
因为幕后的 RLD SN 远不止。
开关损耗取决于 MOSFET 在状态之间转换的速度、
在我们导通和关断 FET 时会存在 FET 开关转换损耗。
存在死区时间和反向恢复损耗形式的体二极管损耗、
这是转换器栅极内部的 FET 固有的损耗。
驱动损耗和 MOSFET 输出。 另外、还
必须考虑电容、因为 MOSFET 栅极是必须对其进行充电和放电的电容器。
打开和关闭转换器。
还必须考虑外部元件、
这些元件受转换器开关频率和电流量的影响。
右侧的图展示了 10A 转换
器功率损耗的概念图片。
其中显示了损耗如何随着输出电流
从 100 毫安扫到 10 安而变化。
在较轻的负载下、显然开关损耗占主导地位、
而在较重的负载下、导通损耗占主导地位。
我们将查看的第一个分量是 MOSFET 导通损耗、
该损耗由 MOSFET 的导通电阻
及其流经它们的 RMS 电流决定。
具体而言、高侧 FET
和低侧 FET 的导通损耗可通过所示的两个公式计算得出。
导通损耗的分量包括电压
转换的占空比或占空比、
即输出电压除以输入电压。
RMS 电流和。
导通电阻相关。
每个公式都包含电感器纹波电流、
这是一个交流分量、会影响铜和磁芯损耗、纹波、
热性能和噪声、峰值通常约为
平均电感器电流的 20%至 40%。
请注意、MOSFET 的导通电阻并不是恒定的、
但实际上会随温度而变化。
每个数据表都有此曲线显示了
MOSFET 结温范围内的导通电阻。
直流/直流转换器使用半导体器件作为高侧和低侧开关。
在导通和关断转换期间、器件需要有限的时间
才能导通和关断。
由于低侧钳位效应、
高侧器件同时受高电流和高电压的影响、
这会产生开关损耗。
左侧图像显示了同步降压转换器在时间间隔
t0 高侧导通期间的高侧
FET、 栅源电压、 VGS、
漏源电压 VDS 和漏极电流 Ids 波形、
MOSFET 在时间间隔
t1 期间关断、 VGS 上升至阈值电压 Vth、 此时没有电流流动。
在 t2 间隔期间、 VGS 超过电压阈值、
MOSFET
开始导通、漏源电流 Ids 增加到输出电流。
一旦 VGS 在 t3 间隔内达到 MOSFET
平坦电压 VPL、 MOSFET 就会
传导漏源电流达到 i0、 漏源电压从输入电压下降至零伏。
最后、在 T4 间隔期间、随着 VGS 不断增加、MOSFET 完全导通。
在该同步降压转换器示例中、
间隔 t2 和 t3 期间存在开关损耗。
并且漏源电流和漏源电压不为零时、
结束时产生额外的差分电压。
电感器电流达到峰值、即 I OUT 加
纹波除以 2。 高侧 MOSFET 开始关断。
左图显示了高侧 FET 与 V
和 ID 的关系高侧波形。
在 VGS 开始下降的间隔期间导通转换、
MOSFET 仍完全导通或增强。
当栅源极电压在间隔三内超过平坦电压 v pl 时、
MOSFET 导通。
IDS 保持在 IO 上、但在时间间隔 T t2 内、
漏源电压开始从零上升到 v n。
电压 VGS 接近阈值电压 Vth 时保持低电平。
当栅源电压 VGS 在间隔
一内降至电压
阈值 Vth 以下时、漏源电流开始下降至零、
MOSFET 关断。
不再有电流流动、MOSFET 关断。
特征值。 在该同步降压转换器示例中、
例如导通转换期间、开关损耗在间隔 t2
和 t3 期间存在。 并且
漏源电流和漏源电压不为零时、
现在、我们来详细了解开关损耗。
在转换间隔 t2 和 t3 期间。 我们展示了 DS 和 VDS 不是零、
以及 MOSFET 导通和关断时引起的开关损耗。
这里显示了开关功率损耗计算。
考虑到导通转换期间的上升时间和
关断转换的下降时间、
转换开关损耗是电感器中电流的函数。
MOSFET 的上升和下降时间以及频率。
I l 峰峰值的 Δ 值是电感器中的纹波电流。
当 MOSFET 导通时、T 会上升开关时间。
T 是 MOSFET 关闭时的开关时间之后、
FMCW 是转换器的开关频率。
考虑到低侧 FET、低侧导通
和关断在正常运行时都是软开关。
当电感器电流为正时、
低侧 FET 导通
和关断、其漏源电压等于
体二极管正向电压。
这意味着低侧 MOSFET 实现了零电压开关。
因此、低侧 MOSFET 开关损耗可以忽略不计。
转换器添加了两个短死
区时间的上升
沿和下降沿、以防止跨导（
也称为击穿）。
当两个 MOSFET 同时轻微导通时、可能会发生击穿电流、
从而造成效率低下甚至
可能导致降压转换器因接地短路而发生灾难性故障。
当两个 MOSFET 长时间关断时、
死区时间过长也会导致效率损失。
在此期间、电感器电流继续
流过 MOSFET 的体二极管并关断、
导致功率耗散。
死区时间损耗由低侧体二极管在死区时间内导通引起、
可使用所示的公式计算得出。
上升沿死区时间和下降沿死区时间由两个部分组成。
死区时间损耗是 MOSFET 的正向电压的函数。
体二极管。 开关频率和电感电流。
这里展示了开关波形的示波器图、
其中展示了同步降压
转换器的开关接地电压。
我们使用的是 TPS 54KB23A25 放大器同步降压转换器、
在本例中、在第一段中、
低侧 FET 关断、高侧 FET 导通。
在第二段、高侧 FET 关断、
而低侧 FET 仍关断。
在第三段期间、随着低侧 FET 体二极管开始导通、
漏源电压被拉低。
在第四段期间、低侧体二极管开始导通、
将此节点拉至负 v f。
体二极管的正向电压低于接地电压。
在第 5 段中、低侧 FET 导通、漏
源电压等于二极管的正向电压 v f。
我们可以测量从高侧
FET 关断到低侧 FET 导通的下降
沿死区时间为 11 纳秒。
开始转换。死区时间的示意图与高侧 FET
在第一段中重新导通类似、
从最后一张离开低侧 FET 导通且高侧
FET 关断的位置开始拾取。
在第二段中、低侧 FET 关断、高侧 FET 仍关断。
体二极管开始导通。
在第三段中、高侧 FET 开始开启。
这也是发生反向恢复的地方、我们将在下一张幻灯片中对此进行讨论。
在第 4段中、高侧 MOSFET 导通、完全驱动开关节点电压至 VN。
我们可以在从低侧 FET
关断到高侧 FET 导通的时间之间以
5 纳秒的时间测量上升沿死区时间。
二极管反向恢复损耗是由于低侧 FET 体二极管关断所致。
低侧 FET 体二极管在上升沿死区时间
期间传导电感器电流时。
少数字符被注入并存储在二极管中。
P-N 结。 当高侧 FET 开始导通时、
负电流必须首先流过二极管以去除存储的电荷、
然后二极管才能阻断任何负电压。
在此期间、高侧漏极源极电压保持
为 vn、直到整个二极管少数载流子耗尽。
当二极管反向恢复电流达到最大负反向电流时、
二极管开始阻断负电压、
并且反向电流继续流动、以便为体二极管充电。
耗尽。 结果。
在此期间涉及的总电荷称为反向恢复电荷或 SRAR。
高侧导通时的二极管反向恢复损耗可按
公式所示进行计算、它是开关频率、
输入电压和反向恢复电荷的函数。
在同步降压转换器中、反向恢复损耗很难测量、
因为该转换器无法访问绘制波形的节点。
MOSFET 栅极是有效的电容器、并具有栅极电容。
由 MOSFET 栅极充放电所需的能量引起的 MOSFET
栅极驱动损耗。
可以使用下面所示的公式来计算该值。
栅极驱动损耗取决于开关频率
以及 MOSFET 栅极电容的函数。
然而、在特定栅极驱动
器上使用总栅极电荷、电压 V DRIVE 比使用
MOSFET 栅极电容更为实用。
请记住、开关频率越高、栅极驱动损耗越高、
随着开关频率的增加、效率会越低、
具有更低 D SN 的较大 MOSFET
会提供更低的导通损耗、
但代价是栅极电容越高、栅极驱动损耗会更高。
换句话说、在特定用例中、较低的 D SN MOSFET
可能不会具有最高效率。
没有完美元件。
电感器损失了两个。
我们考虑两种类型的绕组损耗、
即导通损耗和磁芯损耗、
即交流损耗。
绕组损耗很简单。 它是线圈的电阻、
称为等效串联电阻 (ESR)。
在此图中、计算磁芯损耗更为复杂。
之所以会出现磁芯损耗、是
因为电感器在磁场和电流之间转换
能量的效率不是 100%。
好消息是电感器供应商可以使用其
计算工具来帮助计算磁芯损耗。
Read Expert 和 Mag Pro 可以帮助计算本示例中显示的所有损耗。
最后、电容器也会有功率损耗、并具有自己的 ESR。
陶瓷电容器往往具有最小的 ESR、
而电解电容器和聚合物电容器往往具有更大的 ESR 值。
在这里、我们展示了降压转换
器的输入电容损耗和输出电容损耗。
请注意、电容器的 ESR 也会随频率而变化、
如右侧的图中所示。
以上是对同步降压转换器各种
类型功率损耗的深入研究。
接下来、我们将研究
现代直流/直流转换器在工艺和封装方面对提高
效率和效率的改进。 较旧直流/直流转换器与较新直流/直流转换器与
实际实验室测量结果的比较。
然后、我们将探讨高效率设计时的权衡。 之后、
我们将展示 WEBENCH 示例的结果、说明如何
使用该工具在相同工作条件下比较不同的转换器。
在过去几十年中、功率
MOSFET 技术的工艺改进确实有助于提高
市场上直流 / 直流转换器的效率。
该表显示了随着工艺技术的缩减、
标准化品质因数如何得到改善。
这里的品质因数是总栅极电荷
的比率、它是栅极电容乘以 MOSFET 的 d SN 的函数。
这些项是相反的、与之成反比。
因为具有较低 D SN 的 MOSFET 将具有较高的栅极电容、
从而以较高的栅极电荷开关 MOSFET 以方便说明。
2006 年制造的直流/直流转换器采用 TI 的七代 CMOS 线性
技术和 250 纳米工艺、其品质因数为 1。
15 年后。 TI 采用 65 纳米工艺的第 10
代 Linear by CMOS 工艺、其标准化品质因数为 0.4。 现在、
TI 能够制造裸片更小的直流 / 直流转换器、
并提高了品质因数。
更好的工艺技术将从封装改进中受益匪浅、
从而提高效率并降低功率 MOSFET 上的电气应力。
封装技术与工艺技术相结合、可提高效率。
多年前、我们使用引线键合将裸片连接到引线框的引线。
TI 仍然制造许多使用引线键合的转换器。
左上角图像显示了连接到裸片顶部和引线
框引脚的黄色键合线示例。
多年来、高电流转换器的引线键合问题日益严重。
引线键合电阻在功率 MOSFET 的设计中变得更加重要、而随着转换器的消失、
引线电阻会缩小。
键合线更长、因为由于更高的引脚数可实现丰富的功能集、
因此在需要保持相对较大尺寸的封装中使用较小的芯片。
迁移到引线框上倒装芯片是一项自然进展。
铜柱不使用金或铜引线键合、
而是压接到
晶圆本身上、并倒置组装在引线框上。
这样可以消除键合线的寄生
电感并降低总电阻。
因为每种焊盘和触控笔的键合线数量有限。
由于仍可根据需要
在引线框的底部构建焊盘、因此热性能仍然很好。
蝶形引脚排列（通常称为对称引脚排列）
更容易通过倒装芯片封装实现。
在这种情况下、V 和接地焊盘位于直流/直流转换器的两侧。
铜柱提供的有效引脚对引脚电阻低得多。
降低寄生电感有助于通过改善和充分
发挥 PCB 布局的优势来降低开关损耗、
并通过允许在 IC 两侧使用输入电容器来实现更理想的布局。
通过降低开关损耗、转换器能够
以更高的开关频率进行开关、并实现更短的最短导通时间。
集成低频输入电压电容器和自
举电容器是有助于提高效率的另
一项封装进步。
降低环路电感有助于我们以更少的振铃更努力、
更快地驱动功率 MOSFET。
因为缩短导通和关断期间的 MOSFET
转换时间可以降低开关损耗。
展示工艺和封装技术随时间的改进。
这里选择了两个不同的 30A 降压转换器并比较了效率。
TPS 53355 是一款 30 安培
降压转换器和一个 5mm x 6mm 栈夹 QFN 封装。
它于 2011 年发布、采用TI的第 2.1 代 LMX FET 工艺技术、
具有 200 纳米工艺。
13 年后、 TI 针对 KSI 23 发布了 TPS 5、 这是一款 30 安培的降压转换器、
采用TI的 LDC 1065 纳米工艺、采用 3mm x 3.5 QFN 封装。
我们设计了这两款转换器、均支持 12V 输入、0.85V 输出开关（800kHz 时）。
两种设计使用相同的电感器输出、电容和运行条件。
有趣的是、 KSI 23 的 TPS 5 的 DE SN 高于 TPS 53355、
大约高 15%、 但它在满载时可
在整个负载范围内实现更好的效率。
KSI 23 的 5 个耗散功率比 TPS 5、
3、3、5 的耗散功率低四分之一瓦、在半负载下耗散功率低一半瓦。
可以肯定地说、仅仅通过检查红色 SN、 TPS 5、 3、 5、
5的传导损耗优于 KSI 23 的 TPS 5。
因此、我们必须寻找其他地方来提高效率。
使用相同的外部元件对评估模块进行了修改。
我们发现死区时间有了显著改善、
低侧有了显著改善。 FET 上升
时间和高侧 FET 上升时间是得益于更好的工艺和封装技术。
另外、有趣的是、尽管高侧和低侧
MOSFET 的上升时间较短、但峰值振铃电压较低。
接下来的幻灯片将展示这些波形。
在这里、我们展示了与 TPS 53355 相比、 KSI 23 的 TPS 5 的死区
时间改进。这表明从25纳秒
提高到 7.2 纳秒将 71.2%。
为了演示如何在对设计进行权衡时提高效率、
我们将查看具有相同输入电压输出
电压和相同直流 / 直流转换器的两种不同设计。
用于 KSI 23 评估模块的 30 安培 TPS 5 实际上
在同一电路板上有两种不同的设计、因此可以轻松说明这种比较。
左侧的设计针对小尺寸进行了优化、
右侧的设计针对更高的效率进行了优化、
以展示更高的效率。
选择 800kHz 的开关频率、
这是器件的最低频率选择。
较低的频率决定了选择一个具有 1.3mV ESR 的较大
0.47 微电感器。效率在 7.5A 时峰值为 96.3%、
满载效率为 93.5%。 另一方面、
选择了更高频率的 1.4MHz 作为转换器的最快设置、
以驱动具有1.85ΩESR的较小 22.22 微亨利电感器。
该设计在 10A 电流下
达到 94.5% 的峰值、满载效率为 92.5%。 在较高频率下、
开关损耗会更高、尤其是在较轻的负载下。
请注意、IC 外壳温差。
在相同的电路板条件下、较小的设计的工作
温度几乎达到 16 度。
事情会变得很热。 很明显。
功率耗散会导致不必要的热量、
从而进一步降低效率、
并且随直流/直流转换器内部损耗
以及外部元件的变化而变化。
转换器的结温升取决于环境温度、
IC 内部的功率耗散和封装的热阻
（我们称为 R θ
θ j r θ J）也取决于 PCB 特性、
例如 PCB 上使用的铜量、电路板层数、
甚至电路板上其他发热元件的接近度。
因此,从一个零件到另一个零件进行真正的苹果比较是非常困难的。
不过、良好的数据表有助于了解转换器的热性能。
KC23 数据表的 TPS 5 示例显示、
转换器具有三个不同的 R θθ j 值、一个基于标准 J 平台、
另一个使用
四层设计、第三个使用六层设计。
每个设计都有一个 3mm x 三英寸布局、使用两盎司铜、
我们可以使用一些数学值和 WEBENCH
值来估算 WEBENCH 中直流/直流转换器的温升。
在产品文件夹输入页面
中键入输入输出、开关频率和环境条件
会导致 IC 内部的功耗约为 2.7W。
我们现在可以计算出 95°C 的结温
或约 45 度的温升。 从而了解
特定电路板堆叠的环境温度和热阻。
θ知道、 WEBENCH 以迭代方式重新计算 t sub J。
根据功率耗散上升的 WEBENCH、 根据功率损耗迭代重新计算Δ T JK、
而不仅仅是使用 25 °C的环境温度进行所有计算。
在本示例中、 WEBENCH 从 25 °C 开始
计算发热（例如 50 °C）、然后在 75 °C 时重新计算该示例、
并一直持续到收敛。
我们对更高效率的追求可能会导致过多的峰值串扰
以减少开关损耗、从而导致直流/直流转换器内部的总损耗。
Rick 设计人员可能会增加
高侧 MOSFET 的压摆率或上升时间以
更难驱动 MOSFET、 从而缩短其转换时间、
可能有助于转换器适应更小的封装
并提供更好的效率结果、但代价是开关节点绞线过大和不想要。
可通过多种方法来减少峰值写入、但
在设计中会进行一些权衡。 我们来探讨几种方法。
如何控制峰绞线。
第一种方法并不适用于大多数直流/直流转换器、
但适用于具有外部 MOSFET 的直流/直流控制器、
值得一提的是、
在控制器栅
极驱动引脚的输出
端放置一个栅极电阻器和一个反并联二极管、将降低高侧
FET 驱动器的导通压摆率、从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。
但是、较慢的速度
和栅极电阻会降低控制器的总效率。
另一种方法是添加一个与自举电容器串联的电阻器。
此技术还降低了高侧 FET 驱动器导通压摆率、
从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。
与供应商核实转换器是否支持添加
自举电阻器。
大多数转换器将会发生什么。 但很小的可能性是有一些内部
电路可能会阻止它。
调优后的 RC 缓冲器是另一种抑制开关节点上振铃
的技术、可提高可靠性并降低噪声。
有许多应用手册可
帮助提供电阻器和电容器元件值。
遗憾的是、缓冲器会增加功率损耗并降低效率。
无论如何、一种很好的设计做法是在 PC 板上包含任何这些焊盘、
用于额外的元件、并
在电路板启动期间根据需要进行组装。
好消息是、现代直流/直流转换器集成了低
侧 FET 钳位电路、可提高振铃性能和可靠性。
如图所示、 TPS 54 KC 23 中
集成了一个自钳位电路、用于减少
栅极驱动器耗散并控制死区时间。
因此、控制开关节点振铃以缓解这些电压
尖峰、从而提高 EMI 以降低噪声、防止跨导、
并降低内部体二极管上的应力、防止反向恢复性能下降。
因此、MOSFET 可以更难驱动
并提高效率、而不会出现过多的振铃。
在这里、我们将较旧的 TPS 53355
与较新的 TPS 54KC23 进行比较。
在相同的工作条件下、集成式自钳位电路的振铃改善非常显著。
WEBENCH 是一款很好的工具、可帮助确定
多个直流 / 直流转换器的效率位置。
可以在直流 / 直流转换器允许的类似条件
下设计两种解决方案。
损耗通过 WEBENCH 计算并显示在 Power Category 选项卡上。
可在整个负载范围内生成效率图。
WEBENCH 设计从
直流/直流转换器的产品文件夹中开始、然后
在选择外部元件后进行优化。
这里以功耗类型为例进行了展示。
请注意、WEBENCH 不计算电感器中的交流损耗。
仅使用电感器产生直流或 I2C 平方 R 损耗。
制造商工具将能够测量电感器的磁芯损耗。
在这里、我们展示了
WEBENCH 与效率测量结果保持一致。 KC23 的 TPS 5
相对于 TPS 53355 的改进。
KC 23 的 TPS 5 在整个负载范围内输出电压较低时表现优异、
尤其是在电流较低时、表明开关损耗有所改善。
在电感器和工作条件相同的情况下、
两种设计都尽可能彼此靠近。
关于效率的主题到此结束。
工艺和封装改进有助于
提高发电效率。
效率不仅取决于 MOSFET 导通损耗、
还取决于开关
损耗和效率、这还会进一步取决于工作条件和权衡因素、
例如对解决方案尺寸的自发热和重新获得控制。
最后、WEBENCH 可用于帮助选择更高效的直流/直流转换器。
要详细了解同步降压转换器的效率计算、
请查看 TE 网站上的这些应用手册。
这些应用手册将更加详细地介绍导通
损耗和开关损耗对效率的影响。
以下是一些其他有用的链接和工具、可帮助您设计直流/直流转换器。
感谢您观看本研讨会。
欢迎学习今天的主题、而不是 RLD SN、以确定直流/直流转换器效率。 在本演示中、我们将深入 了解同步降压转换器的效率和各类损耗。 接下来、我们将深入探讨导通 开关损耗以及外部元件产生的影响总体效率工艺的其他损耗、 并将讨论过去二十年来的封装 创新和改进。 为了演示现代转换器与旧转换器之间的性能差异、 我们将并排比较旧转换器与新转换器、 讨论尺寸和热量等权衡因素。 请记住、电源管理中的任何内容都需要进行权衡。 之后、我们将介绍 WEBENCH、它可以计算功率损耗。 我们先问一下效率是多少？ 简而言之、效率是以百分比表示的输出功率与输入功率之比。 输出功率是输出电压和输出电流的乘积、 输入功率是 输入电压和输入电流的乘积、 均以瓦特为单位。 很明显、输出功率必须小于输入功率。 如果有人指出热力学的第一定律,请告诉我。 其中有许多损耗、 例如不同类型的开关损耗和导通损耗、 我们将详细了解这些损耗并展示现代直流 / 直流转换器创新的第一手改进。 当我们讨论直流/直流转换器效率时、 大多数设计人员都会直接关注 RTD SN。 但如果要真正掌握电源管理、您必须更深入地了解。 今天、我们将超出基本内容。 有许多类型的损耗需要考虑、 我们将详细介绍每一种损耗。 MOSFET 表示、最明显和最著名的法律类型。 导通损耗。 简而言之、就是 I 的平方。 在大多数情况下、 数据表的首页会显示 转换器甚至电源模块的 d SN。 转换器的 d SN 可能会误导到效率估算、 因为幕后的 RLD SN 远不止。 开关损耗取决于 MOSFET 在状态之间转换的速度、 在我们导通和关断 FET 时会存在 FET 开关转换损耗。 存在死区时间和反向恢复损耗形式的体二极管损耗、 这是转换器栅极内部的 FET 固有的损耗。 驱动损耗和 MOSFET 输出。 另外、还 必须考虑电容、因为 MOSFET 栅极是必须对其进行充电和放电的电容器。 打开和关闭转换器。 还必须考虑外部元件、 这些元件受转换器开关频率和电流量的影响。 右侧的图展示了 10A 转换 器功率损耗的概念图片。 其中显示了损耗如何随着输出电流 从 100 毫安扫到 10 安而变化。 在较轻的负载下、显然开关损耗占主导地位、 而在较重的负载下、导通损耗占主导地位。 我们将查看的第一个分量是 MOSFET 导通损耗、 该损耗由 MOSFET 的导通电阻 及其流经它们的 RMS 电流决定。 具体而言、高侧 FET 和低侧 FET 的导通损耗可通过所示的两个公式计算得出。 导通损耗的分量包括电压 转换的占空比或占空比、 即输出电压除以输入电压。 RMS 电流和。 导通电阻相关。 每个公式都包含电感器纹波电流、 这是一个交流分量、会影响铜和磁芯损耗、纹波、 热性能和噪声、峰值通常约为 平均电感器电流的 20%至 40%。 请注意、MOSFET 的导通电阻并不是恒定的、 但实际上会随温度而变化。 每个数据表都有此曲线显示了 MOSFET 结温范围内的导通电阻。 直流/直流转换器使用半导体器件作为高侧和低侧开关。 在导通和关断转换期间、器件需要有限的时间 才能导通和关断。 由于低侧钳位效应、 高侧器件同时受高电流和高电压的影响、 这会产生开关损耗。 左侧图像显示了同步降压转换器在时间间隔 t0 高侧导通期间的高侧 FET、 栅源电压、 VGS、 漏源电压 VDS 和漏极电流 Ids 波形、 MOSFET 在时间间隔 t1 期间关断、 VGS 上升至阈值电压 Vth、 此时没有电流流动。 在 t2 间隔期间、 VGS 超过电压阈值、 MOSFET 开始导通、漏源电流 Ids 增加到输出电流。 一旦 VGS 在 t3 间隔内达到 MOSFET 平坦电压 VPL、 MOSFET 就会 传导漏源电流达到 i0、 漏源电压从输入电压下降至零伏。 最后、在 T4 间隔期间、随着 VGS 不断增加、MOSFET 完全导通。 在该同步降压转换器示例中、 间隔 t2 和 t3 期间存在开关损耗。 并且漏源电流和漏源电压不为零时、 结束时产生额外的差分电压。 电感器电流达到峰值、即 I OUT 加 纹波除以 2。 高侧 MOSFET 开始关断。 左图显示了高侧 FET 与 V 和 ID 的关系高侧波形。 在 VGS 开始下降的间隔期间导通转换、 MOSFET 仍完全导通或增强。 当栅源极电压在间隔三内超过平坦电压 v pl 时、 MOSFET 导通。 IDS 保持在 IO 上、但在时间间隔 T t2 内、 漏源电压开始从零上升到 v n。 电压 VGS 接近阈值电压 Vth 时保持低电平。 当栅源电压 VGS 在间隔 一内降至电压 阈值 Vth 以下时、漏源电流开始下降至零、 MOSFET 关断。 不再有电流流动、MOSFET 关断。 特征值。 在该同步降压转换器示例中、 例如导通转换期间、开关损耗在间隔 t2 和 t3 期间存在。 并且 漏源电流和漏源电压不为零时、 现在、我们来详细了解开关损耗。 在转换间隔 t2 和 t3 期间。 我们展示了 DS 和 VDS 不是零、 以及 MOSFET 导通和关断时引起的开关损耗。 这里显示了开关功率损耗计算。 考虑到导通转换期间的上升时间和 关断转换的下降时间、 转换开关损耗是电感器中电流的函数。 MOSFET 的上升和下降时间以及频率。 I l 峰峰值的 Δ 值是电感器中的纹波电流。 当 MOSFET 导通时、T 会上升开关时间。 T 是 MOSFET 关闭时的开关时间之后、 FMCW 是转换器的开关频率。 考虑到低侧 FET、低侧导通 和关断在正常运行时都是软开关。 当电感器电流为正时、 低侧 FET 导通 和关断、其漏源电压等于 体二极管正向电压。 这意味着低侧 MOSFET 实现了零电压开关。 因此、低侧 MOSFET 开关损耗可以忽略不计。 转换器添加了两个短死 区时间的上升 沿和下降沿、以防止跨导（ 也称为击穿）。 当两个 MOSFET 同时轻微导通时、可能会发生击穿电流、 从而造成效率低下甚至 可能导致降压转换器因接地短路而发生灾难性故障。 当两个 MOSFET 长时间关断时、 死区时间过长也会导致效率损失。 在此期间、电感器电流继续 流过 MOSFET 的体二极管并关断、 导致功率耗散。 死区时间损耗由低侧体二极管在死区时间内导通引起、 可使用所示的公式计算得出。 上升沿死区时间和下降沿死区时间由两个部分组成。 死区时间损耗是 MOSFET 的正向电压的函数。 体二极管。 开关频率和电感电流。 这里展示了开关波形的示波器图、 其中展示了同步降压 转换器的开关接地电压。 我们使用的是 TPS 54KB23A25 放大器同步降压转换器、 在本例中、在第一段中、 低侧 FET 关断、高侧 FET 导通。 在第二段、高侧 FET 关断、 而低侧 FET 仍关断。 在第三段期间、随着低侧 FET 体二极管开始导通、 漏源电压被拉低。 在第四段期间、低侧体二极管开始导通、 将此节点拉至负 v f。 体二极管的正向电压低于接地电压。 在第 5 段中、低侧 FET 导通、漏 源电压等于二极管的正向电压 v f。 我们可以测量从高侧 FET 关断到低侧 FET 导通的下降 沿死区时间为 11 纳秒。 开始转换。死区时间的示意图与高侧 FET 在第一段中重新导通类似、 从最后一张离开低侧 FET 导通且高侧 FET 关断的位置开始拾取。 在第二段中、低侧 FET 关断、高侧 FET 仍关断。 体二极管开始导通。 在第三段中、高侧 FET 开始开启。 这也是发生反向恢复的地方、我们将在下一张幻灯片中对此进行讨论。 在第 4段中、高侧 MOSFET 导通、完全驱动开关节点电压至 VN。 我们可以在从低侧 FET 关断到高侧 FET 导通的时间之间以 5 纳秒的时间测量上升沿死区时间。 二极管反向恢复损耗是由于低侧 FET 体二极管关断所致。 低侧 FET 体二极管在上升沿死区时间 期间传导电感器电流时。 少数字符被注入并存储在二极管中。 P-N 结。 当高侧 FET 开始导通时、 负电流必须首先流过二极管以去除存储的电荷、 然后二极管才能阻断任何负电压。 在此期间、高侧漏极源极电压保持 为 vn、直到整个二极管少数载流子耗尽。 当二极管反向恢复电流达到最大负反向电流时、 二极管开始阻断负电压、 并且反向电流继续流动、以便为体二极管充电。 耗尽。 结果。 在此期间涉及的总电荷称为反向恢复电荷或 SRAR。 高侧导通时的二极管反向恢复损耗可按 公式所示进行计算、它是开关频率、 输入电压和反向恢复电荷的函数。 在同步降压转换器中、反向恢复损耗很难测量、 因为该转换器无法访问绘制波形的节点。 MOSFET 栅极是有效的电容器、并具有栅极电容。 由 MOSFET 栅极充放电所需的能量引起的 MOSFET 栅极驱动损耗。 可以使用下面所示的公式来计算该值。 栅极驱动损耗取决于开关频率 以及 MOSFET 栅极电容的函数。 然而、在特定栅极驱动 器上使用总栅极电荷、电压 V DRIVE 比使用 MOSFET 栅极电容更为实用。 请记住、开关频率越高、栅极驱动损耗越高、 随着开关频率的增加、效率会越低、 具有更低 D SN 的较大 MOSFET 会提供更低的导通损耗、 但代价是栅极电容越高、栅极驱动损耗会更高。 换句话说、在特定用例中、较低的 D SN MOSFET 可能不会具有最高效率。 没有完美元件。 电感器损失了两个。 我们考虑两种类型的绕组损耗、 即导通损耗和磁芯损耗、 即交流损耗。 绕组损耗很简单。 它是线圈的电阻、 称为等效串联电阻 (ESR)。 在此图中、计算磁芯损耗更为复杂。 之所以会出现磁芯损耗、是 因为电感器在磁场和电流之间转换 能量的效率不是 100%。 好消息是电感器供应商可以使用其 计算工具来帮助计算磁芯损耗。 Read Expert 和 Mag Pro 可以帮助计算本示例中显示的所有损耗。 最后、电容器也会有功率损耗、并具有自己的 ESR。 陶瓷电容器往往具有最小的 ESR、 而电解电容器和聚合物电容器往往具有更大的 ESR 值。 在这里、我们展示了降压转换 器的输入电容损耗和输出电容损耗。 请注意、电容器的 ESR 也会随频率而变化、 如右侧的图中所示。 以上是对同步降压转换器各种 类型功率损耗的深入研究。 接下来、我们将研究 现代直流/直流转换器在工艺和封装方面对提高 效率和效率的改进。 较旧直流/直流转换器与较新直流/直流转换器与 实际实验室测量结果的比较。 然后、我们将探讨高效率设计时的权衡。 之后、 我们将展示 WEBENCH 示例的结果、说明如何 使用该工具在相同工作条件下比较不同的转换器。 在过去几十年中、功率 MOSFET 技术的工艺改进确实有助于提高 市场上直流 / 直流转换器的效率。 该表显示了随着工艺技术的缩减、 标准化品质因数如何得到改善。 这里的品质因数是总栅极电荷 的比率、它是栅极电容乘以 MOSFET 的 d SN 的函数。 这些项是相反的、与之成反比。 因为具有较低 D SN 的 MOSFET 将具有较高的栅极电容、 从而以较高的栅极电荷开关 MOSFET 以方便说明。 2006 年制造的直流/直流转换器采用 TI 的七代 CMOS 线性 技术和 250 纳米工艺、其品质因数为 1。 15 年后。 TI 采用 65 纳米工艺的第 10 代 Linear by CMOS 工艺、其标准化品质因数为 0.4。 现在、 TI 能够制造裸片更小的直流 / 直流转换器、 并提高了品质因数。 更好的工艺技术将从封装改进中受益匪浅、 从而提高效率并降低功率 MOSFET 上的电气应力。 封装技术与工艺技术相结合、可提高效率。 多年前、我们使用引线键合将裸片连接到引线框的引线。 TI 仍然制造许多使用引线键合的转换器。 左上角图像显示了连接到裸片顶部和引线 框引脚的黄色键合线示例。 多年来、高电流转换器的引线键合问题日益严重。 引线键合电阻在功率 MOSFET 的设计中变得更加重要、而随着转换器的消失、 引线电阻会缩小。 键合线更长、因为由于更高的引脚数可实现丰富的功能集、 因此在需要保持相对较大尺寸的封装中使用较小的芯片。 迁移到引线框上倒装芯片是一项自然进展。 铜柱不使用金或铜引线键合、 而是压接到 晶圆本身上、并倒置组装在引线框上。 这样可以消除键合线的寄生 电感并降低总电阻。 因为每种焊盘和触控笔的键合线数量有限。 由于仍可根据需要 在引线框的底部构建焊盘、因此热性能仍然很好。 蝶形引脚排列（通常称为对称引脚排列） 更容易通过倒装芯片封装实现。 在这种情况下、V 和接地焊盘位于直流/直流转换器的两侧。 铜柱提供的有效引脚对引脚电阻低得多。 降低寄生电感有助于通过改善和充分 发挥 PCB 布局的优势来降低开关损耗、 并通过允许在 IC 两侧使用输入电容器来实现更理想的布局。 通过降低开关损耗、转换器能够 以更高的开关频率进行开关、并实现更短的最短导通时间。 集成低频输入电压电容器和自 举电容器是有助于提高效率的另 一项封装进步。 降低环路电感有助于我们以更少的振铃更努力、 更快地驱动功率 MOSFET。 因为缩短导通和关断期间的 MOSFET 转换时间可以降低开关损耗。 展示工艺和封装技术随时间的改进。 这里选择了两个不同的 30A 降压转换器并比较了效率。 TPS 53355 是一款 30 安培 降压转换器和一个 5mm x 6mm 栈夹 QFN 封装。 它于 2011 年发布、采用TI的第 2.1 代 LMX FET 工艺技术、 具有 200 纳米工艺。 13 年后、 TI 针对 KSI 23 发布了 TPS 5、 这是一款 30 安培的降压转换器、 采用TI的 LDC 1065 纳米工艺、采用 3mm x 3.5 QFN 封装。 我们设计了这两款转换器、均支持 12V 输入、0.85V 输出开关（800kHz 时）。 两种设计使用相同的电感器输出、电容和运行条件。 有趣的是、 KSI 23 的 TPS 5 的 DE SN 高于 TPS 53355、 大约高 15%、 但它在满载时可 在整个负载范围内实现更好的效率。 KSI 23 的 5 个耗散功率比 TPS 5、 3、3、5 的耗散功率低四分之一瓦、在半负载下耗散功率低一半瓦。 可以肯定地说、仅仅通过检查红色 SN、 TPS 5、 3、 5、 5的传导损耗优于 KSI 23 的 TPS 5。 因此、我们必须寻找其他地方来提高效率。 使用相同的外部元件对评估模块进行了修改。 我们发现死区时间有了显著改善、 低侧有了显著改善。 FET 上升 时间和高侧 FET 上升时间是得益于更好的工艺和封装技术。 另外、有趣的是、尽管高侧和低侧 MOSFET 的上升时间较短、但峰值振铃电压较低。 接下来的幻灯片将展示这些波形。 在这里、我们展示了与 TPS 53355 相比、 KSI 23 的 TPS 5 的死区 时间改进。这表明从25纳秒 提高到 7.2 纳秒将 71.2%。 为了演示如何在对设计进行权衡时提高效率、 我们将查看具有相同输入电压输出 电压和相同直流 / 直流转换器的两种不同设计。 用于 KSI 23 评估模块的 30 安培 TPS 5 实际上 在同一电路板上有两种不同的设计、因此可以轻松说明这种比较。 左侧的设计针对小尺寸进行了优化、 右侧的设计针对更高的效率进行了优化、 以展示更高的效率。 选择 800kHz 的开关频率、 这是器件的最低频率选择。 较低的频率决定了选择一个具有 1.3mV ESR 的较大 0.47 微电感器。效率在 7.5A 时峰值为 96.3%、 满载效率为 93.5%。 另一方面、 选择了更高频率的 1.4MHz 作为转换器的最快设置、 以驱动具有1.85ΩESR的较小 22.22 微亨利电感器。 该设计在 10A 电流下 达到 94.5% 的峰值、满载效率为 92.5%。 在较高频率下、 开关损耗会更高、尤其是在较轻的负载下。 请注意、IC 外壳温差。 在相同的电路板条件下、较小的设计的工作 温度几乎达到 16 度。 事情会变得很热。 很明显。 功率耗散会导致不必要的热量、 从而进一步降低效率、 并且随直流/直流转换器内部损耗 以及外部元件的变化而变化。 转换器的结温升取决于环境温度、 IC 内部的功率耗散和封装的热阻 （我们称为 R θ θ j r θ J）也取决于 PCB 特性、 例如 PCB 上使用的铜量、电路板层数、 甚至电路板上其他发热元件的接近度。 因此,从一个零件到另一个零件进行真正的苹果比较是非常困难的。 不过、良好的数据表有助于了解转换器的热性能。 KC23 数据表的 TPS 5 示例显示、 转换器具有三个不同的 R θθ j 值、一个基于标准 J 平台、 另一个使用 四层设计、第三个使用六层设计。 每个设计都有一个 3mm x 三英寸布局、使用两盎司铜、 我们可以使用一些数学值和 WEBENCH 值来估算 WEBENCH 中直流/直流转换器的温升。 在产品文件夹输入页面 中键入输入输出、开关频率和环境条件 会导致 IC 内部的功耗约为 2.7W。 我们现在可以计算出 95°C 的结温 或约 45 度的温升。 从而了解 特定电路板堆叠的环境温度和热阻。 θ知道、 WEBENCH 以迭代方式重新计算 t sub J。 根据功率耗散上升的 WEBENCH、 根据功率损耗迭代重新计算Δ T JK、 而不仅仅是使用 25 °C的环境温度进行所有计算。 在本示例中、 WEBENCH 从 25 °C 开始 计算发热（例如 50 °C）、然后在 75 °C 时重新计算该示例、 并一直持续到收敛。 我们对更高效率的追求可能会导致过多的峰值串扰 以减少开关损耗、从而导致直流/直流转换器内部的总损耗。 Rick 设计人员可能会增加 高侧 MOSFET 的压摆率或上升时间以 更难驱动 MOSFET、 从而缩短其转换时间、 可能有助于转换器适应更小的封装 并提供更好的效率结果、但代价是开关节点绞线过大和不想要。 可通过多种方法来减少峰值写入、但 在设计中会进行一些权衡。 我们来探讨几种方法。 如何控制峰绞线。 第一种方法并不适用于大多数直流/直流转换器、 但适用于具有外部 MOSFET 的直流/直流控制器、 值得一提的是、 在控制器栅 极驱动引脚的输出 端放置一个栅极电阻器和一个反并联二极管、将降低高侧 FET 驱动器的导通压摆率、从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。 但是、较慢的速度 和栅极电阻会降低控制器的总效率。 另一种方法是添加一个与自举电容器串联的电阻器。 此技术还降低了高侧 FET 驱动器导通压摆率、 从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。 与供应商核实转换器是否支持添加 自举电阻器。 大多数转换器将会发生什么。 但很小的可能性是有一些内部 电路可能会阻止它。 调优后的 RC 缓冲器是另一种抑制开关节点上振铃 的技术、可提高可靠性并降低噪声。 有许多应用手册可 帮助提供电阻器和电容器元件值。 遗憾的是、缓冲器会增加功率损耗并降低效率。 无论如何、一种很好的设计做法是在 PC 板上包含任何这些焊盘、 用于额外的元件、并 在电路板启动期间根据需要进行组装。 好消息是、现代直流/直流转换器集成了低 侧 FET 钳位电路、可提高振铃性能和可靠性。 如图所示、 TPS 54 KC 23 中 集成了一个自钳位电路、用于减少 栅极驱动器耗散并控制死区时间。 因此、控制开关节点振铃以缓解这些电压 尖峰、从而提高 EMI 以降低噪声、防止跨导、 并降低内部体二极管上的应力、防止反向恢复性能下降。 因此、MOSFET 可以更难驱动 并提高效率、而不会出现过多的振铃。 在这里、我们将较旧的 TPS 53355 与较新的 TPS 54KC23 进行比较。 在相同的工作条件下、集成式自钳位电路的振铃改善非常显著。 WEBENCH 是一款很好的工具、可帮助确定 多个直流 / 直流转换器的效率位置。 可以在直流 / 直流转换器允许的类似条件 下设计两种解决方案。 损耗通过 WEBENCH 计算并显示在 Power Category 选项卡上。 可在整个负载范围内生成效率图。 WEBENCH 设计从 直流/直流转换器的产品文件夹中开始、然后 在选择外部元件后进行优化。 这里以功耗类型为例进行了展示。 请注意、WEBENCH 不计算电感器中的交流损耗。 仅使用电感器产生直流或 I2C 平方 R 损耗。 制造商工具将能够测量电感器的磁芯损耗。 在这里、我们展示了 WEBENCH 与效率测量结果保持一致。 KC23 的 TPS 5 相对于 TPS 53355 的改进。 KC 23 的 TPS 5 在整个负载范围内输出电压较低时表现优异、 尤其是在电流较低时、表明开关损耗有所改善。 在电感器和工作条件相同的情况下、 两种设计都尽可能彼此靠近。 关于效率的主题到此结束。 工艺和封装改进有助于 提高发电效率。 效率不仅取决于 MOSFET 导通损耗、 还取决于开关 损耗和效率、这还会进一步取决于工作条件和权衡因素、 例如对解决方案尺寸的自发热和重新获得控制。 最后、WEBENCH 可用于帮助选择更高效的直流/直流转换器。 要详细了解同步降压转换器的效率计算、 请查看 TE 网站上的这些应用手册。 这些应用手册将更加详细地介绍导通 损耗和开关损耗对效率的影响。 以下是一些其他有用的链接和工具、可帮助您设计直流/直流转换器。 感谢您观看本研讨会。
欢迎学习今天的主题、而不是 RLD SN、以确定直流/直流转换器效率。
在本演示中、我们将深入
了解同步降压转换器的效率和各类损耗。
接下来、我们将深入探讨导通
开关损耗以及外部元件产生的影响总体效率工艺的其他损耗、
并将讨论过去二十年来的封装
创新和改进。
为了演示现代转换器与旧转换器之间的性能差异、
我们将并排比较旧转换器与新转换器、
讨论尺寸和热量等权衡因素。
请记住、电源管理中的任何内容都需要进行权衡。
之后、我们将介绍 WEBENCH、它可以计算功率损耗。
我们先问一下效率是多少？
简而言之、效率是以百分比表示的输出功率与输入功率之比。
输出功率是输出电压和输出电流的乘积、
输入功率是
输入电压和输入电流的乘积、
均以瓦特为单位。
很明显、输出功率必须小于输入功率。
如果有人指出热力学的第一定律,请告诉我。
其中有许多损耗、
例如不同类型的开关损耗和导通损耗、
我们将详细了解这些损耗并展示现代直流
/ 直流转换器创新的第一手改进。
当我们讨论直流/直流转换器效率时、
大多数设计人员都会直接关注 RTD SN。
但如果要真正掌握电源管理、您必须更深入地了解。
今天、我们将超出基本内容。
有许多类型的损耗需要考虑、
我们将详细介绍每一种损耗。
MOSFET 表示、最明显和最著名的法律类型。
导通损耗。 简而言之、就是 I 的平方。
在大多数情况下、
数据表的首页会显示
转换器甚至电源模块的 d SN。
转换器的 d SN 可能会误导到效率估算、
因为幕后的 RLD SN 远不止。
开关损耗取决于 MOSFET 在状态之间转换的速度、
在我们导通和关断 FET 时会存在 FET 开关转换损耗。
存在死区时间和反向恢复损耗形式的体二极管损耗、
这是转换器栅极内部的 FET 固有的损耗。
驱动损耗和 MOSFET 输出。 另外、还
必须考虑电容、因为 MOSFET 栅极是必须对其进行充电和放电的电容器。
打开和关闭转换器。
还必须考虑外部元件、
这些元件受转换器开关频率和电流量的影响。
右侧的图展示了 10A 转换
器功率损耗的概念图片。
其中显示了损耗如何随着输出电流
从 100 毫安扫到 10 安而变化。
在较轻的负载下、显然开关损耗占主导地位、
而在较重的负载下、导通损耗占主导地位。
我们将查看的第一个分量是 MOSFET 导通损耗、
该损耗由 MOSFET 的导通电阻
及其流经它们的 RMS 电流决定。
具体而言、高侧 FET
和低侧 FET 的导通损耗可通过所示的两个公式计算得出。
导通损耗的分量包括电压
转换的占空比或占空比、
即输出电压除以输入电压。
RMS 电流和。
导通电阻相关。
每个公式都包含电感器纹波电流、
这是一个交流分量、会影响铜和磁芯损耗、纹波、
热性能和噪声、峰值通常约为
平均电感器电流的 20%至 40%。
请注意、MOSFET 的导通电阻并不是恒定的、
但实际上会随温度而变化。
每个数据表都有此曲线显示了
MOSFET 结温范围内的导通电阻。
直流/直流转换器使用半导体器件作为高侧和低侧开关。
在导通和关断转换期间、器件需要有限的时间
才能导通和关断。
由于低侧钳位效应、
高侧器件同时受高电流和高电压的影响、
这会产生开关损耗。
左侧图像显示了同步降压转换器在时间间隔
t0 高侧导通期间的高侧
FET、 栅源电压、 VGS、
漏源电压 VDS 和漏极电流 Ids 波形、
MOSFET 在时间间隔
t1 期间关断、 VGS 上升至阈值电压 Vth、 此时没有电流流动。
在 t2 间隔期间、 VGS 超过电压阈值、
MOSFET
开始导通、漏源电流 Ids 增加到输出电流。
一旦 VGS 在 t3 间隔内达到 MOSFET
平坦电压 VPL、 MOSFET 就会
传导漏源电流达到 i0、 漏源电压从输入电压下降至零伏。
最后、在 T4 间隔期间、随着 VGS 不断增加、MOSFET 完全导通。
在该同步降压转换器示例中、
间隔 t2 和 t3 期间存在开关损耗。
并且漏源电流和漏源电压不为零时、
结束时产生额外的差分电压。
电感器电流达到峰值、即 I OUT 加
纹波除以 2。 高侧 MOSFET 开始关断。
左图显示了高侧 FET 与 V
和 ID 的关系高侧波形。
在 VGS 开始下降的间隔期间导通转换、
MOSFET 仍完全导通或增强。
当栅源极电压在间隔三内超过平坦电压 v pl 时、
MOSFET 导通。
IDS 保持在 IO 上、但在时间间隔 T t2 内、
漏源电压开始从零上升到 v n。
电压 VGS 接近阈值电压 Vth 时保持低电平。
当栅源电压 VGS 在间隔
一内降至电压
阈值 Vth 以下时、漏源电流开始下降至零、
MOSFET 关断。
不再有电流流动、MOSFET 关断。
特征值。 在该同步降压转换器示例中、
例如导通转换期间、开关损耗在间隔 t2
和 t3 期间存在。 并且
漏源电流和漏源电压不为零时、
现在、我们来详细了解开关损耗。
在转换间隔 t2 和 t3 期间。 我们展示了 DS 和 VDS 不是零、
以及 MOSFET 导通和关断时引起的开关损耗。
这里显示了开关功率损耗计算。
考虑到导通转换期间的上升时间和
关断转换的下降时间、
转换开关损耗是电感器中电流的函数。
MOSFET 的上升和下降时间以及频率。
I l 峰峰值的 Δ 值是电感器中的纹波电流。
当 MOSFET 导通时、T 会上升开关时间。
T 是 MOSFET 关闭时的开关时间之后、
FMCW 是转换器的开关频率。
考虑到低侧 FET、低侧导通
和关断在正常运行时都是软开关。
当电感器电流为正时、
低侧 FET 导通
和关断、其漏源电压等于
体二极管正向电压。
这意味着低侧 MOSFET 实现了零电压开关。
因此、低侧 MOSFET 开关损耗可以忽略不计。
转换器添加了两个短死
区时间的上升
沿和下降沿、以防止跨导（
也称为击穿）。
当两个 MOSFET 同时轻微导通时、可能会发生击穿电流、
从而造成效率低下甚至
可能导致降压转换器因接地短路而发生灾难性故障。
当两个 MOSFET 长时间关断时、
死区时间过长也会导致效率损失。
在此期间、电感器电流继续
流过 MOSFET 的体二极管并关断、
导致功率耗散。
死区时间损耗由低侧体二极管在死区时间内导通引起、
可使用所示的公式计算得出。
上升沿死区时间和下降沿死区时间由两个部分组成。
死区时间损耗是 MOSFET 的正向电压的函数。
体二极管。 开关频率和电感电流。
这里展示了开关波形的示波器图、
其中展示了同步降压
转换器的开关接地电压。
我们使用的是 TPS 54KB23A25 放大器同步降压转换器、
在本例中、在第一段中、
低侧 FET 关断、高侧 FET 导通。
在第二段、高侧 FET 关断、
而低侧 FET 仍关断。
在第三段期间、随着低侧 FET 体二极管开始导通、
漏源电压被拉低。
在第四段期间、低侧体二极管开始导通、
将此节点拉至负 v f。
体二极管的正向电压低于接地电压。
在第 5 段中、低侧 FET 导通、漏
源电压等于二极管的正向电压 v f。
我们可以测量从高侧
FET 关断到低侧 FET 导通的下降
沿死区时间为 11 纳秒。
开始转换。死区时间的示意图与高侧 FET
在第一段中重新导通类似、
从最后一张离开低侧 FET 导通且高侧
FET 关断的位置开始拾取。
在第二段中、低侧 FET 关断、高侧 FET 仍关断。
体二极管开始导通。
在第三段中、高侧 FET 开始开启。
这也是发生反向恢复的地方、我们将在下一张幻灯片中对此进行讨论。
在第 4段中、高侧 MOSFET 导通、完全驱动开关节点电压至 VN。
我们可以在从低侧 FET
关断到高侧 FET 导通的时间之间以
5 纳秒的时间测量上升沿死区时间。
二极管反向恢复损耗是由于低侧 FET 体二极管关断所致。
低侧 FET 体二极管在上升沿死区时间
期间传导电感器电流时。
少数字符被注入并存储在二极管中。
P-N 结。 当高侧 FET 开始导通时、
负电流必须首先流过二极管以去除存储的电荷、
然后二极管才能阻断任何负电压。
在此期间、高侧漏极源极电压保持
为 vn、直到整个二极管少数载流子耗尽。
当二极管反向恢复电流达到最大负反向电流时、
二极管开始阻断负电压、
并且反向电流继续流动、以便为体二极管充电。
耗尽。 结果。
在此期间涉及的总电荷称为反向恢复电荷或 SRAR。
高侧导通时的二极管反向恢复损耗可按
公式所示进行计算、它是开关频率、
输入电压和反向恢复电荷的函数。
在同步降压转换器中、反向恢复损耗很难测量、
因为该转换器无法访问绘制波形的节点。
MOSFET 栅极是有效的电容器、并具有栅极电容。
由 MOSFET 栅极充放电所需的能量引起的 MOSFET
栅极驱动损耗。
可以使用下面所示的公式来计算该值。
栅极驱动损耗取决于开关频率
以及 MOSFET 栅极电容的函数。
然而、在特定栅极驱动
器上使用总栅极电荷、电压 V DRIVE 比使用
MOSFET 栅极电容更为实用。
请记住、开关频率越高、栅极驱动损耗越高、
随着开关频率的增加、效率会越低、
具有更低 D SN 的较大 MOSFET
会提供更低的导通损耗、
但代价是栅极电容越高、栅极驱动损耗会更高。
换句话说、在特定用例中、较低的 D SN MOSFET
可能不会具有最高效率。
没有完美元件。
电感器损失了两个。
我们考虑两种类型的绕组损耗、
即导通损耗和磁芯损耗、
即交流损耗。
绕组损耗很简单。 它是线圈的电阻、
称为等效串联电阻 (ESR)。
在此图中、计算磁芯损耗更为复杂。
之所以会出现磁芯损耗、是
因为电感器在磁场和电流之间转换
能量的效率不是 100%。
好消息是电感器供应商可以使用其
计算工具来帮助计算磁芯损耗。
Read Expert 和 Mag Pro 可以帮助计算本示例中显示的所有损耗。
最后、电容器也会有功率损耗、并具有自己的 ESR。
陶瓷电容器往往具有最小的 ESR、
而电解电容器和聚合物电容器往往具有更大的 ESR 值。
在这里、我们展示了降压转换
器的输入电容损耗和输出电容损耗。
请注意、电容器的 ESR 也会随频率而变化、
如右侧的图中所示。
以上是对同步降压转换器各种
类型功率损耗的深入研究。
接下来、我们将研究
现代直流/直流转换器在工艺和封装方面对提高
效率和效率的改进。 较旧直流/直流转换器与较新直流/直流转换器与
实际实验室测量结果的比较。
然后、我们将探讨高效率设计时的权衡。 之后、
我们将展示 WEBENCH 示例的结果、说明如何
使用该工具在相同工作条件下比较不同的转换器。
在过去几十年中、功率
MOSFET 技术的工艺改进确实有助于提高
市场上直流 / 直流转换器的效率。
该表显示了随着工艺技术的缩减、
标准化品质因数如何得到改善。
这里的品质因数是总栅极电荷
的比率、它是栅极电容乘以 MOSFET 的 d SN 的函数。
这些项是相反的、与之成反比。
因为具有较低 D SN 的 MOSFET 将具有较高的栅极电容、
从而以较高的栅极电荷开关 MOSFET 以方便说明。
2006 年制造的直流/直流转换器采用 TI 的七代 CMOS 线性
技术和 250 纳米工艺、其品质因数为 1。
15 年后。 TI 采用 65 纳米工艺的第 10
代 Linear by CMOS 工艺、其标准化品质因数为 0.4。 现在、
TI 能够制造裸片更小的直流 / 直流转换器、
并提高了品质因数。
更好的工艺技术将从封装改进中受益匪浅、
从而提高效率并降低功率 MOSFET 上的电气应力。
封装技术与工艺技术相结合、可提高效率。
多年前、我们使用引线键合将裸片连接到引线框的引线。
TI 仍然制造许多使用引线键合的转换器。
左上角图像显示了连接到裸片顶部和引线
框引脚的黄色键合线示例。
多年来、高电流转换器的引线键合问题日益严重。
引线键合电阻在功率 MOSFET 的设计中变得更加重要、而随着转换器的消失、
引线电阻会缩小。
键合线更长、因为由于更高的引脚数可实现丰富的功能集、
因此在需要保持相对较大尺寸的封装中使用较小的芯片。
迁移到引线框上倒装芯片是一项自然进展。
铜柱不使用金或铜引线键合、
而是压接到
晶圆本身上、并倒置组装在引线框上。
这样可以消除键合线的寄生
电感并降低总电阻。
因为每种焊盘和触控笔的键合线数量有限。
由于仍可根据需要
在引线框的底部构建焊盘、因此热性能仍然很好。
蝶形引脚排列（通常称为对称引脚排列）
更容易通过倒装芯片封装实现。
在这种情况下、V 和接地焊盘位于直流/直流转换器的两侧。
铜柱提供的有效引脚对引脚电阻低得多。
降低寄生电感有助于通过改善和充分
发挥 PCB 布局的优势来降低开关损耗、
并通过允许在 IC 两侧使用输入电容器来实现更理想的布局。
通过降低开关损耗、转换器能够
以更高的开关频率进行开关、并实现更短的最短导通时间。
集成低频输入电压电容器和自
举电容器是有助于提高效率的另
一项封装进步。
降低环路电感有助于我们以更少的振铃更努力、
更快地驱动功率 MOSFET。
因为缩短导通和关断期间的 MOSFET
转换时间可以降低开关损耗。
展示工艺和封装技术随时间的改进。
这里选择了两个不同的 30A 降压转换器并比较了效率。
TPS 53355 是一款 30 安培
降压转换器和一个 5mm x 6mm 栈夹 QFN 封装。
它于 2011 年发布、采用TI的第 2.1 代 LMX FET 工艺技术、
具有 200 纳米工艺。
13 年后、 TI 针对 KSI 23 发布了 TPS 5、 这是一款 30 安培的降压转换器、
采用TI的 LDC 1065 纳米工艺、采用 3mm x 3.5 QFN 封装。
我们设计了这两款转换器、均支持 12V 输入、0.85V 输出开关（800kHz 时）。
两种设计使用相同的电感器输出、电容和运行条件。
有趣的是、 KSI 23 的 TPS 5 的 DE SN 高于 TPS 53355、
大约高 15%、 但它在满载时可
在整个负载范围内实现更好的效率。
KSI 23 的 5 个耗散功率比 TPS 5、
3、3、5 的耗散功率低四分之一瓦、在半负载下耗散功率低一半瓦。
可以肯定地说、仅仅通过检查红色 SN、 TPS 5、 3、 5、
5的传导损耗优于 KSI 23 的 TPS 5。
因此、我们必须寻找其他地方来提高效率。
使用相同的外部元件对评估模块进行了修改。
我们发现死区时间有了显著改善、
低侧有了显著改善。 FET 上升
时间和高侧 FET 上升时间是得益于更好的工艺和封装技术。
另外、有趣的是、尽管高侧和低侧
MOSFET 的上升时间较短、但峰值振铃电压较低。
接下来的幻灯片将展示这些波形。
在这里、我们展示了与 TPS 53355 相比、 KSI 23 的 TPS 5 的死区
时间改进。这表明从25纳秒
提高到 7.2 纳秒将 71.2%。
为了演示如何在对设计进行权衡时提高效率、
我们将查看具有相同输入电压输出
电压和相同直流 / 直流转换器的两种不同设计。
用于 KSI 23 评估模块的 30 安培 TPS 5 实际上
在同一电路板上有两种不同的设计、因此可以轻松说明这种比较。
左侧的设计针对小尺寸进行了优化、
右侧的设计针对更高的效率进行了优化、
以展示更高的效率。
选择 800kHz 的开关频率、
这是器件的最低频率选择。
较低的频率决定了选择一个具有 1.3mV ESR 的较大
0.47 微电感器。效率在 7.5A 时峰值为 96.3%、
满载效率为 93.5%。 另一方面、
选择了更高频率的 1.4MHz 作为转换器的最快设置、
以驱动具有1.85ΩESR的较小 22.22 微亨利电感器。
该设计在 10A 电流下
达到 94.5% 的峰值、满载效率为 92.5%。 在较高频率下、
开关损耗会更高、尤其是在较轻的负载下。
请注意、IC 外壳温差。
在相同的电路板条件下、较小的设计的工作
温度几乎达到 16 度。
事情会变得很热。 很明显。
功率耗散会导致不必要的热量、
从而进一步降低效率、
并且随直流/直流转换器内部损耗
以及外部元件的变化而变化。
转换器的结温升取决于环境温度、
IC 内部的功率耗散和封装的热阻
（我们称为 R θ
θ j r θ J）也取决于 PCB 特性、
例如 PCB 上使用的铜量、电路板层数、
甚至电路板上其他发热元件的接近度。
因此,从一个零件到另一个零件进行真正的苹果比较是非常困难的。
不过、良好的数据表有助于了解转换器的热性能。
KC23 数据表的 TPS 5 示例显示、
转换器具有三个不同的 R θθ j 值、一个基于标准 J 平台、
另一个使用
四层设计、第三个使用六层设计。
每个设计都有一个 3mm x 三英寸布局、使用两盎司铜、
我们可以使用一些数学值和 WEBENCH
值来估算 WEBENCH 中直流/直流转换器的温升。
在产品文件夹输入页面
中键入输入输出、开关频率和环境条件
会导致 IC 内部的功耗约为 2.7W。
我们现在可以计算出 95°C 的结温
或约 45 度的温升。 从而了解
特定电路板堆叠的环境温度和热阻。
θ知道、 WEBENCH 以迭代方式重新计算 t sub J。
根据功率耗散上升的 WEBENCH、 根据功率损耗迭代重新计算Δ T JK、
而不仅仅是使用 25 °C的环境温度进行所有计算。
在本示例中、 WEBENCH 从 25 °C 开始
计算发热（例如 50 °C）、然后在 75 °C 时重新计算该示例、
并一直持续到收敛。
我们对更高效率的追求可能会导致过多的峰值串扰
以减少开关损耗、从而导致直流/直流转换器内部的总损耗。
Rick 设计人员可能会增加
高侧 MOSFET 的压摆率或上升时间以
更难驱动 MOSFET、 从而缩短其转换时间、
可能有助于转换器适应更小的封装
并提供更好的效率结果、但代价是开关节点绞线过大和不想要。
可通过多种方法来减少峰值写入、但
在设计中会进行一些权衡。 我们来探讨几种方法。
如何控制峰绞线。
第一种方法并不适用于大多数直流/直流转换器、
但适用于具有外部 MOSFET 的直流/直流控制器、
值得一提的是、
在控制器栅
极驱动引脚的输出
端放置一个栅极电阻器和一个反并联二极管、将降低高侧
FET 驱动器的导通压摆率、从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。
但是、较慢的速度
和栅极电阻会降低控制器的总效率。
另一种方法是添加一个与自举电容器串联的电阻器。
此技术还降低了高侧 FET 驱动器导通压摆率、
从而减少开关节点峰值振铃和相关噪声。
与供应商核实转换器是否支持添加
自举电阻器。
大多数转换器将会发生什么。 但很小的可能性是有一些内部
电路可能会阻止它。
调优后的 RC 缓冲器是另一种抑制开关节点上振铃
的技术、可提高可靠性并降低噪声。
有许多应用手册可
帮助提供电阻器和电容器元件值。
遗憾的是、缓冲器会增加功率损耗并降低效率。
无论如何、一种很好的设计做法是在 PC 板上包含任何这些焊盘、
用于额外的元件、并
在电路板启动期间根据需要进行组装。
好消息是、现代直流/直流转换器集成了低
侧 FET 钳位电路、可提高振铃性能和可靠性。
如图所示、 TPS 54 KC 23 中
集成了一个自钳位电路、用于减少
栅极驱动器耗散并控制死区时间。
因此、控制开关节点振铃以缓解这些电压
尖峰、从而提高 EMI 以降低噪声、防止跨导、
并降低内部体二极管上的应力、防止反向恢复性能下降。
因此、MOSFET 可以更难驱动
并提高效率、而不会出现过多的振铃。
在这里、我们将较旧的 TPS 53355
与较新的 TPS 54KC23 进行比较。
在相同的工作条件下、集成式自钳位电路的振铃改善非常显著。
WEBENCH 是一款很好的工具、可帮助确定
多个直流 / 直流转换器的效率位置。
可以在直流 / 直流转换器允许的类似条件
下设计两种解决方案。
损耗通过 WEBENCH 计算并显示在 Power Category 选项卡上。
可在整个负载范围内生成效率图。
WEBENCH 设计从
直流/直流转换器的产品文件夹中开始、然后
在选择外部元件后进行优化。
这里以功耗类型为例进行了展示。
请注意、WEBENCH 不计算电感器中的交流损耗。
仅使用电感器产生直流或 I2C 平方 R 损耗。
制造商工具将能够测量电感器的磁芯损耗。
在这里、我们展示了
WEBENCH 与效率测量结果保持一致。 KC23 的 TPS 5
相对于 TPS 53355 的改进。
KC 23 的 TPS 5 在整个负载范围内输出电压较低时表现优异、
尤其是在电流较低时、表明开关损耗有所改善。
在电感器和工作条件相同的情况下、
两种设计都尽可能彼此靠近。
关于效率的主题到此结束。
工艺和封装改进有助于
提高发电效率。
效率不仅取决于 MOSFET 导通损耗、
还取决于开关
损耗和效率、这还会进一步取决于工作条件和权衡因素、
例如对解决方案尺寸的自发热和重新获得控制。
最后、WEBENCH 可用于帮助选择更高效的直流/直流转换器。
要详细了解同步降压转换器的效率计算、
请查看 TE 网站上的这些应用手册。
这些应用手册将更加详细地介绍导通
损耗和开关损耗对效率的影响。
以下是一些其他有用的链接和工具、可帮助您设计直流/直流转换器。
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未学习 除 RDS(on) 外，还需使用其他参数来确定 DC/DC 转换器的效率
00:31:06
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视频简介
除 RDS(on) 外，还需使用其他参数来确定 DC/DC 转换器的效率
所属课程：除 RDS(on) 外，还需使用其他参数来确定 DC/DC 转换器的效率
发布时间：2026.09.11
视频集数：1
本节视频时长：00:31:06
采用最新工艺节点制造的现代DC/DC转换器比以往产品效率更高，封装尺寸更小。除了MOSFET导通电阻RDS(on)造成的导通损耗外，本视频还将探讨影响效率的各种开关损耗，并演示在整个负载范围内效率的提升。
