反激式拓扑结构设计步骤及技巧和窍门

欢迎观看反激式设计提示和技巧演示文稿。

我叫 Moritz Mueller、 是 Texas Instruments 的一名应用工程师。

在本次演示开始时、我将介绍反激式拓扑的基础知识。

我将介绍反激式转换器

并概述最常见的反激式应用。

然后、我将继续介绍反激式功率级设计示例。

我们将介绍稳态分析、然后介绍

一个分步设计示例。

在本次演示结束时、我将进行总结。

让我们从反激式拓扑的基础知识开始。

什么是反激式转换器？

反激式转换器是一种开关模式转换器、可用于直流、

直流或交流直流应用。

功率传输发生在关断时间内。

它可用于中低功率范围、

并使用耦合电感器作为储能。

使用反激式转换器可实现隔离。

它可在宽输入电压范围内工作、

输出电压可以高于或低于输入电压。

由于变压器匝数比的原因、

反激式拓扑可以实现高转换比。

它是一种低成本拓扑、可支持多路输出。

让我们继续了解最常见的反激式应用。

反激式拓扑通常用于手机充电器等离线应用。

在这里、隔离和高转换比很重要。

此外、反激式拓扑还用于汽车牵引逆变器。

这里通常将其用作隔离式偏置电源。

它们在 40V 至 1000V 的宽输入电压范围内运行。

此外、您还可以在车载充电器

或以太网供电应用中看到反激式拓扑。

反激式拓扑可以源自一种简单的反相

降压/升压拓扑、如左上角所示。

首先、电感器替换为耦合电感器。

现在、电连接被拆分了。

高侧开关移至低侧、

以便更轻松地进行控制。

如果现在重新绘制

原理图、则会得到左下角所示的已知反激式原理图。

可以使用中间所示的公式计算输出电压。

它可以更高、更低或相等。 最佳采样点。

匝数比 n 2、2 和 1 可实现非常高的转换比。

反激式转换器中的能量传输可分为三个阶段。

当 FET 导通时、

初级磁化电感上的电压等

于输入电压。

在该阶段、电流通过初级电感累积。

能量存储在反激式变压器中。

它是电感、占空比和周期时间的函数。

在此阶段、次级二极管处于阻断状态。

当开关关断时、首先、

存储在漏电感中的能量将被

钳位电路吸收。

我们稍后将详细介绍。

当开关关断时、

存储的能量通过二极管转移到输出端。

在 DCM 运行的情况下、所有存储的能量都会传输。

反激式转换器具有脉动输入和输出电流。

像其他拓扑一样。此外、反激式转换器可以

在名为 CC AM 的连续导通模式下运行、

也可以在不连续导通模式下运行、

或在左侧所示的连续导通模式下运行。

在 DCM 模式下、流经电感器的电流永远不会达到零。

电流将在每个开关周期变为零。

可以从 CC AM 中的公式中看到。

占空比仅取决于输入电压。 DCM 下的输出

电压和匝数比。

但是、这还取决于输出电流和电感。

这两种运行模式各有优缺点。

VCM 的一个优势是比 DCM 的纹波和 RMS 电流更小。

此外、由于纹波电流较小、

FET的导通和关断损耗较小。

此外、电感器磁芯损耗更低、 VCM

中的电容器电流纹波更少、

您可以实现更高的满载效率、并且 EMI 问题更少。

而且在 DCM 模式下 EMI 滤波器可以更小。

一个优势是二极管中不会有反向恢复损耗。

电感值会更低、

这允许在 DCM 运行模式下使用较小的变压器。

RHPZ 没有问题、

在电流模式控制下不需要斜率补偿。

此外、与 CC AM 相比、DCM 可实现更好的负载阶跃响应。

之前的幻灯片中已经提到了 RHPZ、但它是什么？

RHPZ 存在于拓扑中、其中能量

在开关的关断阶段输送到输出端。

当存在负载阶跃时、输出电压将下降。

控制器的反应将是要求更高的占空比。

更高的占空比意味着更短的关断时间。

因此、在最开始、向输出端输送的能量较少。

这将使输出电压进一步下降。 因此、控制操作

在导通时间内的效果会延迟、直到下一个开关关闭。

这意味着控制器的初始反应是相反的方向。

这是 RHPZ。 它会随着增益的增加而导致相位降低。

减少。 我们无法补偿。

因此必须避免 RHPZ。

经验法则是在 RHPZ 频率的五分之一处交叉最晚。

计算公式。

左下角中显示了 RHPZ 频率。

电流应用中的任何变压器。

反激式变压器有一些泄漏。 不敏感。

变压器绕组之间没有完美的耦合。

它始终是寄生电容和泄漏之间的折衷。

更好的耦合意味着漏电流更少、但寄生电容更高。

查看所示的物理结构、

我们可以看到初级绕组是最接近中心间隙的绕组。

漏电感表示为单个电感 L League 2、

与次级绕组串联、

该绕组距离中心间隙最远。

因此、当主开关关断时、

L League 2 反对次级电流增加

和初级电流 Ip 减小。

同时、磁化电感 LM 将维持

总磁化电流。

初级侧与次级侧之间有一个转换。

在此期间、初级 FET 的漏极出现电压尖峰。

钳位电路用于限制该电压尖峰、以保护 FET。

每侧电流的上升和下降

速率受漏电感的影响。

另请注意、较高的钳位电压意味着初级侧与次级侧之间的换

向速度更快。

该图的左侧显示了低钳位电压的波形。

可以看到、FET 上的电压被限制在一个较低的值。

然而、从初级到次级的换向时间非常长。

这意味着、如果允许更高的钳位电压、

会产生更高的能量损耗、如右侧所示、换向的发生速度会更快。

变压器漏电感的影响是、需要保护

露营地和缓冲电路、以保护初级

FET 和次级整流器。

此外、如果使用同步整流器、它会降低电源效率。

漏电感也会影响栅极驱动策略。

占空比和磁化电流均高于预期值、

H 场辐射也更高。

使用多个输出时、漏电感也会影响交叉调节。

将变压器绕组放得更紧密可以改善耦合

并减少泄漏。

不过、这也意味着更高的寄生电容、这会导致 EMI 问题。

因此这始终是一种权衡。

这张幻灯片上的图形显示了

钳位电压下不同漏电感与磁化电感比下的损耗能量。

以更大程度地降低损耗。

最好将反射电压钳制在 1.5 倍。

如前所述、在从初级到次级的换向过程中、

钳位电路会吸收泄漏能量。

我会咬紧的。 一个会耗散泄漏能量。

钳位电容器 C SNAP 可确保低电压纹波、从而实现快速响应。

两个 Dempster 振铃。务必

在布局中使用短连接并尽可能减小环路面积。

钳位在满载和最小输入电压下将处于最大值。

这是在效率、峰值漏极、电压、输出、

电流限制和交叉调节之间进行权衡的结果。

在该幻灯片中、左侧显示了两种常见的钳位电路。

RCD 钳位、如前面的幻灯片中所示。

它价格便宜、但需要更多设计工作。

在右侧、可以看到使用齐纳二极管的钳位电路 z。

该电路更易于设计、待机功耗更低、

但成本更高。

链接下提供了详细的设计指南。

这里是标准反激式变压器的数据表。

将其标记为反激式变压器很重要、

因为普通变压器没有空气间隙、这对于将能量存储

在反激式器件中很重要。

其他重要参数包括初级电感、匝数比、

饱和电流和漏电感。

这些值都列在电气特性中。

此外、检查原理图以

确保绕组的极性正确连接也很重要。

以了解电流限制的工作原理。

我们看一下反激式电源在 VCM 中采用峰值电流模式控制运行、

如左图所示、我们

看到一个具有

斜率补偿的反激式电路连接到电流传感器节点。

将其与来自误差放大器的基准信号进行比较。

划分为两个字符。

此基准信号也限制在最大 v c lim。

峰值电流限制的定义。

上时序图显示了刚刚达到

峰值电流限值时会发生的情况。

IPP LIM 对应于 v c lim。

另请注意、输出电流对应于

次级站点的平均输出电流。

下面的时序图显示了施加短路时会发生的情况。

在这种情况下、输出电压接近零伏、

这意味着次级电流的下降斜率下降。

占空比变得非常低、

输出电流变得远高于电流限值处的利息。

通过查看反激式峰值电流控制的基本公式、

我们可以看到随着输入电压的增加、

占空比会减小、而 1 减去占空比会增加。

对于固定峰值电流限制 v c lin、这意味着什么。

当输入电压增加时、输出负载电流限制会增加。

换句话说、当刚刚达到电流限制时、

负载可提供的输出功率将在最高输入

电压下达到最大值。

此图说明了这一事实。

在该示例中、随着输入电压

从 22V 增加到 57V、 达到电流限制之前

可用的负载电流增加接近 50% 这意味着功率元件上最坏的最大

应力是最大输入电压。

通过使用简单的前馈技术、几乎可以消除对输入

电压的这种依赖。

在原理图中、RF 用于注入该前馈信号、

该信号与电流反馈节点上的输入电压成正比。

图中显示、通过使用前馈、

可以实现准恒定的功率限制。

随着输入电压的增加、

输出负载电流限值在 5.6 到大约 6 安培之间变化。

这可以在过载期间以更小的功率元件应力提供更好的控制。

例如、通过使用前馈、

过载或短路期间的初级峰值电流

在最大输入电压下显著降低。

这意味着最大输入电压

下的漏电能量更少、并且初级 FET 上的电压应力更小。

这甚至意味着在某些情况下、

可以重新设计钳位电路以提高效率、同时

通过使用前馈来保持 FET 安全。

转换器（包括电源变压器）的成本和尺寸可以降低、

并且使用前馈也可用于改善线路噪声抑制。

让我们继续演示第二部分。

反激式设计示例。

此幻灯片概述了反激式转换器的稳态分析。

此处的公式还将用于以下计算。

以下设计示例是指 PMP 4555 参考设计。

您可以在线找到此设计、它是一款

适用于 IP 摄像头和线路供电可视

门铃应用的宽输入范围、高效反激式转换器。

输入电压范围为 9V 至 60V、输出为 12V。

输出电流为 2A、

因此输出功率为 24。 开关频率是 250kHz、

LM 51551 用作控制器。

所有计算的计算结果都是这样的。

此外、也可以使用 TI 的功率级设计器。

这是一款基于 Java 的工具、允许对 21 种电源拓扑进行计算。

它可用于计算功率级、环路负载阶跃、损耗、

滤波器和缓冲器以及钳位。

除了常规计算之外、我还将展示功率

级设计人员的每个设计步骤。

可以使用此幻灯片上的链接下载 Power Stage Designer。

第一步是决定运行模式。

如前所述、VCM 和 VCM 工作模式都各有优

缺点。 在此示例中、

我们决定在整个输入电压范围内采用 VCM 运行模式。

下一步是设置开关频率和最大占空比。

反激式转换器的开关频率通常在 50kHz 至 500kHz 的范围内。

在本例中、我们决定此频率为 250kHz。

在设计反激式设计时、50%的最大占空比是一个不错的目标、

因为这可以更大限度地延长

初级侧和次级侧的导通间隔。

也可以接受更高的值。

在最坏的情况下、我们允许 65%的占空比、

以防止磁芯饱和。

必须平衡导通和关断时间的 V second 乘积。

根据伏秒平衡要求、遵循初级与次级的最大匝数比、

以保持低于65%的最大占空比。

在本例中为 1.34。 在右侧、

您可以看到如何在功率级设计器中完成此计算。

在字段中输入了设计值、

功率级设计人员将建议使用变压器的匝数比。

即黄色标记、

显示为 1.32。 下一步是计算所需的最小初级电感。

这可以使用此处所示的公式来实现。

当输出功率足够低时、

反激式转换器会在特定点从 VCM 切换到直流欧姆操作。

当我们将该点设置为最大输出功率的 20%到 30%时、

本例中为 5 瓦。

得到的最小电感值为 12.3。 Micro Henry。

在 Power Stage Designer

中、您可以点击

FET 符号以查看通过初级电感的电流波形。

使用滑块、输入电压设置为最小值。

然后可以使用另一个滑块

降低输出电流、直到电流波形显示从 CC m到

TC m 的转换。

现在、必须选择合适的反激式变压器。

在本例中、我们。 我们选择一个

初级电感为 14 微亨、

匝数比为 1.33 的现成变压器。 漏电感为 300 纳安亨利、

等于 2%的漏电感。

现在、根据我们为变压器做出的决定、

可以在功率级设计器中计算最小和最大占空比以及峰值初级电流。

只需输入所选的电感值并点击 FED

符号来获得最小输入电压、即可实现这一点。

该工具将显示最高

输入电压的最大占空比、并显示最低占空比。

本例中的最小占空比为 21.7%。 最大

占空比为 64.8%。 计算出的峰值初级电流为 5.1A。

下一步需要计算最大漏源电压。

它是输入电压加上根据匝数比

从次级反射到初级站点的电压。

在这种情况下、我们预计最大漏极电压约为 77V。

我们增加了一些裕度、并在功率级设计器中选择额定电压为 150 伏的 FET。

再次点击 FET 将显示最大 FET 电压。

现在、需要为此选择二极管。

需要计算最大反向电压和平均正向电流。

添加一些裕度、然后通过点击功率级

设计器中的二极管符号来选择合适的二极管、

将显示最大反向电压和平均正向电流。

功率级设计器还提供了一种估算 FET

和二极管损耗的便捷方法。

若要手动计算该值、您可以按照本幻灯片中显示的公式进行操作。

了解损耗对于选择合适的封装尺寸

或在必要时使用散热器非常重要。

现在需要选择电流检测电阻。

在正常运行情况下不应触发过流保护。

较小的电阻器值可降低功率损耗、

但会提高噪声灵敏度。

此外、两个较小的电阻值会在过流折叠

期间导致电感器饱和和 / 或电路损坏。

Lm 5155. 其中一个具有 100 毫伏的峰值电流限制阈值、

因此使用 7.5mA 的电流作为检测电阻。

检测电阻中的损耗约为 100mW。

最后一步是计算钳位网络。

包含公式的详细指南可在链接页面上找到。 Power Stage Designer 还

在 LCD Snubber Calculator for Flyback

菜单下包含一个计算工具。

有不同的方法可以使用反激式转换器闭合环路。

还有初级侧调节反激式拓扑、

它可以通过检测开关节点的反射电压来调节输出。

那么就不需要光耦合器、精度很高。

但是、交叉调节效果很差。

还可以使用辅助绕组进行调节的 PSRR 反激式拓扑。

这需要一个额外的绕组、但也没有光耦合器。

但准确度不好、而且依赖于非常低的值。

对于次级侧稳压反激式拓扑、它还包含一个光耦合器和一个外部基准。

通常需要使用 TL 431。

这可提供约 1%的出色精度。

在这里可以看到刚刚计算的示例的最终原理图。

在这种情况下、使用光耦合器

和 TL 431 使环路闭合。 最后、我得出结论：

反激式拓扑何时是一个不错的选择？

当需要隔离、具有非常宽的输入

电压范围或需要非常高的传输比时、

这是一个不错的选择。

重要的设计参数包括 CSDM 或 VCM 介绍的工作模式、

开关频率以及变压器规格。

Power Stage Designer 是一款非常有助于设计反激式转换器的工具。

最后、我想结束我的演示、非常感谢您抽出宝贵的时间。

欢迎观看反激式设计提示和技巧演示文稿。

我叫 Moritz Mueller、 是 Texas Instruments 的一名应用工程师。

在本次演示开始时、我将介绍反激式拓扑的基础知识。

我将介绍反激式转换器

并概述最常见的反激式应用。

然后、我将继续介绍反激式功率级设计示例。

我们将介绍稳态分析、然后介绍

一个分步设计示例。

在本次演示结束时、我将进行总结。

让我们从反激式拓扑的基础知识开始。

什么是反激式转换器？

反激式转换器是一种开关模式转换器、可用于直流、

直流或交流直流应用。

功率传输发生在关断时间内。

它可用于中低功率范围、

并使用耦合电感器作为储能。

使用反激式转换器可实现隔离。

它可在宽输入电压范围内工作、

输出电压可以高于或低于输入电压。

由于变压器匝数比的原因、

反激式拓扑可以实现高转换比。

它是一种低成本拓扑、可支持多路输出。

让我们继续了解最常见的反激式应用。

反激式拓扑通常用于手机充电器等离线应用。

在这里、隔离和高转换比很重要。

此外、反激式拓扑还用于汽车牵引逆变器。

这里通常将其用作隔离式偏置电源。

它们在 40V 至 1000V 的宽输入电压范围内运行。

此外、您还可以在车载充电器

或以太网供电应用中看到反激式拓扑。

反激式拓扑可以源自一种简单的反相

降压/升压拓扑、如左上角所示。

首先、电感器替换为耦合电感器。

现在、电连接被拆分了。

高侧开关移至低侧、

以便更轻松地进行控制。

如果现在重新绘制

原理图、则会得到左下角所示的已知反激式原理图。

可以使用中间所示的公式计算输出电压。

它可以更高、更低或相等。 最佳采样点。

匝数比 n 2、2 和 1 可实现非常高的转换比。

反激式转换器中的能量传输可分为三个阶段。

当 FET 导通时、

初级磁化电感上的电压等

于输入电压。

在该阶段、电流通过初级电感累积。

能量存储在反激式变压器中。

它是电感、占空比和周期时间的函数。

在此阶段、次级二极管处于阻断状态。

当开关关断时、首先、

存储在漏电感中的能量将被

钳位电路吸收。

我们稍后将详细介绍。

当开关关断时、

存储的能量通过二极管转移到输出端。

在 DCM 运行的情况下、所有存储的能量都会传输。

反激式转换器具有脉动输入和输出电流。

像其他拓扑一样。此外、反激式转换器可以

在名为 CC AM 的连续导通模式下运行、

也可以在不连续导通模式下运行、

或在左侧所示的连续导通模式下运行。

在 DCM 模式下、流经电感器的电流永远不会达到零。

电流将在每个开关周期变为零。

可以从 CC AM 中的公式中看到。

占空比仅取决于输入电压。 DCM 下的输出

电压和匝数比。

但是、这还取决于输出电流和电感。

这两种运行模式各有优缺点。

VCM 的一个优势是比 DCM 的纹波和 RMS 电流更小。

此外、由于纹波电流较小、

FET的导通和关断损耗较小。

此外、电感器磁芯损耗更低、 VCM

中的电容器电流纹波更少、

您可以实现更高的满载效率、并且 EMI 问题更少。

而且在 DCM 模式下 EMI 滤波器可以更小。

一个优势是二极管中不会有反向恢复损耗。

电感值会更低、

这允许在 DCM 运行模式下使用较小的变压器。

RHPZ 没有问题、

在电流模式控制下不需要斜率补偿。

此外、与 CC AM 相比、DCM 可实现更好的负载阶跃响应。

之前的幻灯片中已经提到了 RHPZ、但它是什么？

RHPZ 存在于拓扑中、其中能量

在开关的关断阶段输送到输出端。

当存在负载阶跃时、输出电压将下降。

控制器的反应将是要求更高的占空比。

更高的占空比意味着更短的关断时间。

因此、在最开始、向输出端输送的能量较少。

这将使输出电压进一步下降。 因此、控制操作

在导通时间内的效果会延迟、直到下一个开关关闭。

这意味着控制器的初始反应是相反的方向。

这是 RHPZ。 它会随着增益的增加而导致相位降低。

减少。 我们无法补偿。

因此必须避免 RHPZ。

经验法则是在 RHPZ 频率的五分之一处交叉最晚。

计算公式。

左下角中显示了 RHPZ 频率。

电流应用中的任何变压器。

反激式变压器有一些泄漏。 不敏感。

变压器绕组之间没有完美的耦合。

它始终是寄生电容和泄漏之间的折衷。

更好的耦合意味着漏电流更少、但寄生电容更高。

查看所示的物理结构、

我们可以看到初级绕组是最接近中心间隙的绕组。

漏电感表示为单个电感 L League 2、

与次级绕组串联、

该绕组距离中心间隙最远。

因此、当主开关关断时、

L League 2 反对次级电流增加

和初级电流 Ip 减小。

同时、磁化电感 LM 将维持

总磁化电流。

初级侧与次级侧之间有一个转换。

在此期间、初级 FET 的漏极出现电压尖峰。

钳位电路用于限制该电压尖峰、以保护 FET。

每侧电流的上升和下降

速率受漏电感的影响。

另请注意、较高的钳位电压意味着初级侧与次级侧之间的换

向速度更快。

该图的左侧显示了低钳位电压的波形。

可以看到、FET 上的电压被限制在一个较低的值。

然而、从初级到次级的换向时间非常长。

这意味着、如果允许更高的钳位电压、

会产生更高的能量损耗、如右侧所示、换向的发生速度会更快。

变压器漏电感的影响是、需要保护

露营地和缓冲电路、以保护初级

FET 和次级整流器。

此外、如果使用同步整流器、它会降低电源效率。

漏电感也会影响栅极驱动策略。

占空比和磁化电流均高于预期值、

H 场辐射也更高。

使用多个输出时、漏电感也会影响交叉调节。

将变压器绕组放得更紧密可以改善耦合

并减少泄漏。

不过、这也意味着更高的寄生电容、这会导致 EMI 问题。

因此这始终是一种权衡。

这张幻灯片上的图形显示了

钳位电压下不同漏电感与磁化电感比下的损耗能量。

以更大程度地降低损耗。

最好将反射电压钳制在 1.5 倍。

如前所述、在从初级到次级的换向过程中、

钳位电路会吸收泄漏能量。

我会咬紧的。 一个会耗散泄漏能量。

钳位电容器 C SNAP 可确保低电压纹波、从而实现快速响应。

两个 Dempster 振铃。务必

在布局中使用短连接并尽可能减小环路面积。

钳位在满载和最小输入电压下将处于最大值。

这是在效率、峰值漏极、电压、输出、

电流限制和交叉调节之间进行权衡的结果。

在该幻灯片中、左侧显示了两种常见的钳位电路。

RCD 钳位、如前面的幻灯片中所示。

它价格便宜、但需要更多设计工作。

在右侧、可以看到使用齐纳二极管的钳位电路 z。

该电路更易于设计、待机功耗更低、

但成本更高。

链接下提供了详细的设计指南。

这里是标准反激式变压器的数据表。

将其标记为反激式变压器很重要、

因为普通变压器没有空气间隙、这对于将能量存储

在反激式器件中很重要。

其他重要参数包括初级电感、匝数比、

饱和电流和漏电感。

这些值都列在电气特性中。

此外、检查原理图以

确保绕组的极性正确连接也很重要。

以了解电流限制的工作原理。

我们看一下反激式电源在 VCM 中采用峰值电流模式控制运行、

如左图所示、我们

看到一个具有

斜率补偿的反激式电路连接到电流传感器节点。

将其与来自误差放大器的基准信号进行比较。

划分为两个字符。

此基准信号也限制在最大 v c lim。

峰值电流限制的定义。

上时序图显示了刚刚达到

峰值电流限值时会发生的情况。

IPP LIM 对应于 v c lim。

另请注意、输出电流对应于

次级站点的平均输出电流。

下面的时序图显示了施加短路时会发生的情况。

在这种情况下、输出电压接近零伏、

这意味着次级电流的下降斜率下降。

占空比变得非常低、

输出电流变得远高于电流限值处的利息。

通过查看反激式峰值电流控制的基本公式、

我们可以看到随着输入电压的增加、

占空比会减小、而 1 减去占空比会增加。

对于固定峰值电流限制 v c lin、这意味着什么。

当输入电压增加时、输出负载电流限制会增加。

换句话说、当刚刚达到电流限制时、

负载可提供的输出功率将在最高输入

电压下达到最大值。

此图说明了这一事实。

在该示例中、随着输入电压

从 22V 增加到 57V、 达到电流限制之前

可用的负载电流增加接近 50% 这意味着功率元件上最坏的最大

应力是最大输入电压。

通过使用简单的前馈技术、几乎可以消除对输入

电压的这种依赖。

在原理图中、RF 用于注入该前馈信号、

该信号与电流反馈节点上的输入电压成正比。

图中显示、通过使用前馈、

可以实现准恒定的功率限制。

随着输入电压的增加、

输出负载电流限值在 5.6 到大约 6 安培之间变化。

这可以在过载期间以更小的功率元件应力提供更好的控制。

例如、通过使用前馈、

过载或短路期间的初级峰值电流

在最大输入电压下显著降低。

这意味着最大输入电压

下的漏电能量更少、并且初级 FET 上的电压应力更小。

这甚至意味着在某些情况下、

可以重新设计钳位电路以提高效率、同时

通过使用前馈来保持 FET 安全。

转换器（包括电源变压器）的成本和尺寸可以降低、

并且使用前馈也可用于改善线路噪声抑制。

让我们继续演示第二部分。

反激式设计示例。

此幻灯片概述了反激式转换器的稳态分析。

此处的公式还将用于以下计算。

以下设计示例是指 PMP 4555 参考设计。

您可以在线找到此设计、它是一款

适用于 IP 摄像头和线路供电可视

门铃应用的宽输入范围、高效反激式转换器。

输入电压范围为 9V 至 60V、输出为 12V。

输出电流为 2A、

因此输出功率为 24。 开关频率是 250kHz、

LM 51551 用作控制器。

所有计算的计算结果都是这样的。

此外、也可以使用 TI 的功率级设计器。

这是一款基于 Java 的工具、允许对 21 种电源拓扑进行计算。

它可用于计算功率级、环路负载阶跃、损耗、

滤波器和缓冲器以及钳位。

除了常规计算之外、我还将展示功率

级设计人员的每个设计步骤。

可以使用此幻灯片上的链接下载 Power Stage Designer。

第一步是决定运行模式。

如前所述、VCM 和 VCM 工作模式都各有优

缺点。 在此示例中、

我们决定在整个输入电压范围内采用 VCM 运行模式。

下一步是设置开关频率和最大占空比。

反激式转换器的开关频率通常在 50kHz 至 500kHz 的范围内。

在本例中、我们决定此频率为 250kHz。

在设计反激式设计时、50%的最大占空比是一个不错的目标、

因为这可以更大限度地延长

初级侧和次级侧的导通间隔。

也可以接受更高的值。

在最坏的情况下、我们允许 65%的占空比、

以防止磁芯饱和。

必须平衡导通和关断时间的 V second 乘积。

根据伏秒平衡要求、遵循初级与次级的最大匝数比、

以保持低于65%的最大占空比。

在本例中为 1.34。 在右侧、

您可以看到如何在功率级设计器中完成此计算。

在字段中输入了设计值、

功率级设计人员将建议使用变压器的匝数比。

即黄色标记、

显示为 1.32。 下一步是计算所需的最小初级电感。

这可以使用此处所示的公式来实现。

当输出功率足够低时、

反激式转换器会在特定点从 VCM 切换到直流欧姆操作。

当我们将该点设置为最大输出功率的 20%到 30%时、

本例中为 5 瓦。

得到的最小电感值为 12.3。 Micro Henry。

在 Power Stage Designer

中、您可以点击

FET 符号以查看通过初级电感的电流波形。

使用滑块、输入电压设置为最小值。

然后可以使用另一个滑块

降低输出电流、直到电流波形显示从 CC m到

TC m 的转换。

现在、必须选择合适的反激式变压器。

在本例中、我们。 我们选择一个

初级电感为 14 微亨、

匝数比为 1.33 的现成变压器。 漏电感为 300 纳安亨利、

等于 2%的漏电感。

现在、根据我们为变压器做出的决定、

可以在功率级设计器中计算最小和最大占空比以及峰值初级电流。

只需输入所选的电感值并点击 FED

符号来获得最小输入电压、即可实现这一点。

该工具将显示最高

输入电压的最大占空比、并显示最低占空比。

本例中的最小占空比为 21.7%。 最大

占空比为 64.8%。 计算出的峰值初级电流为 5.1A。

下一步需要计算最大漏源电压。

它是输入电压加上根据匝数比

从次级反射到初级站点的电压。

在这种情况下、我们预计最大漏极电压约为 77V。

我们增加了一些裕度、并在功率级设计器中选择额定电压为 150 伏的 FET。

再次点击 FET 将显示最大 FET 电压。

现在、需要为此选择二极管。

需要计算最大反向电压和平均正向电流。

添加一些裕度、然后通过点击功率级

设计器中的二极管符号来选择合适的二极管、

将显示最大反向电压和平均正向电流。

功率级设计器还提供了一种估算 FET

和二极管损耗的便捷方法。

若要手动计算该值、您可以按照本幻灯片中显示的公式进行操作。

了解损耗对于选择合适的封装尺寸

或在必要时使用散热器非常重要。

现在需要选择电流检测电阻。

在正常运行情况下不应触发过流保护。

较小的电阻器值可降低功率损耗、

但会提高噪声灵敏度。

此外、两个较小的电阻值会在过流折叠

期间导致电感器饱和和 / 或电路损坏。

Lm 5155. 其中一个具有 100 毫伏的峰值电流限制阈值、

因此使用 7.5mA 的电流作为检测电阻。

检测电阻中的损耗约为 100mW。

最后一步是计算钳位网络。

包含公式的详细指南可在链接页面上找到。 Power Stage Designer 还

在 LCD Snubber Calculator for Flyback

菜单下包含一个计算工具。

有不同的方法可以使用反激式转换器闭合环路。

还有初级侧调节反激式拓扑、

它可以通过检测开关节点的反射电压来调节输出。

那么就不需要光耦合器、精度很高。

但是、交叉调节效果很差。

还可以使用辅助绕组进行调节的 PSRR 反激式拓扑。

这需要一个额外的绕组、但也没有光耦合器。

但准确度不好、而且依赖于非常低的值。

对于次级侧稳压反激式拓扑、它还包含一个光耦合器和一个外部基准。

通常需要使用 TL 431。

这可提供约 1%的出色精度。

在这里可以看到刚刚计算的示例的最终原理图。

在这种情况下、使用光耦合器

和 TL 431 使环路闭合。 最后、我得出结论：

反激式拓扑何时是一个不错的选择？

当需要隔离、具有非常宽的输入

电压范围或需要非常高的传输比时、

这是一个不错的选择。

重要的设计参数包括 CSDM 或 VCM 介绍的工作模式、

开关频率以及变压器规格。

Power Stage Designer 是一款非常有助于设计反激式转换器的工具。

最后、我想结束我的演示、非常感谢您抽出宝贵的时间。