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门驱动器设计-从基础到细节

大家好! 我叫张伟(音译)。 我是 TI 的系统 和应用工程师。 下面的培训 讨论了 适用于 UPS、电信 和服务器等 各种应用中 MOSFET、 IGBT 以及碳化硅 和氮化镓等宽带隙 器件的高压栅极 驱动器。 本演示将 介绍什么内容? 我们将介绍栅极 驱动器的应用。 我们将介绍低侧 驱动器、高侧和 低侧驱动器以及 隔离式栅极驱动器。 我们还将通过深入 探讨栅极驱动器的 设计注意事项,包括 寄生效应、硬软开关、 高 dv/dt 和 di/dt 以及 隔离式驱动器注意事项, 来介绍如何最大 程度地提高栅极 驱动器的性能。 本演示中所介绍的 各个部分包括 UCC2751、 52 和 x2,它们 适用于低侧 驱动器和 600 伏 驱动器,即 2771x, 以及隔离式栅极 驱动器系列, 即 2152x、2122x, 还有 UCC53 系列。 有关更多详细信息, 请参阅 TI.com 上的 其他参考设计。 栅极驱动器的 应用非常广泛, 我在这里举几个例子, 比如便携式设备的 电池管理系统及其 适配器、服务器/电信 UPS、电动汽车充电器 和电机驱动器以及 D 类音频,此外还有厨房、 可再生能源和固态照明 领域中的应用。 总而言之, 栅极驱动器 用于实现高效的电源转换的 应用无处不在。 让我们来看看 服务器/电信的 典型电源架构, 它与公用电网 相连接,采用功率 因数校正、前部楼宇 400 伏直流总线, 后跟隔离式 直流/直流转换器和 两个位于负载点的 电平桥总线转换器。 在示例电路中,我挑选了两个通道, 两者都用于 PFC, IOC 用于隔离式 直流/直流转换器, 全桥用于总线转换器。 总共有大约 10 到 20 个开关, 用于简单的几百 瓦前端转换器。 利用常用的图腾柱 PFC,您将有望 通过更多有源器件 实现更佳的性能。 重要的是,每个开关 都需要栅极驱动器、 单通道或双通道低侧 栅极驱动器、高侧和低侧 栅极驱动器以用于半桥, 可以是 100 伏,用于 48 伏总线, 也可以是 600 伏,用于 400 伏总线。 对于隔离栅,可以 根据系统安全要求 使用单通道或双通道 隔离式栅极驱动器。 此处展示了一些 常用的功率半导体, 包括硅 MOSFET、 IGBT、碳化硅 MOSFET 和氮化镓器件。 它们是不同的。 对于硅 MOSFET,在将其 驱动至高电平时, 驱动电压通常 为 10 伏至 15 伏。 对于低压 MOSFET,它可以 使用 5 伏至 7 伏的电压 进行驱动。 IGBT 可能具有更高的 阈值,也会被驱动至 12 伏以上。 通常,驱动 电压是 15 伏。 碳化硅 MOSFET 稍微有所不同。 在完全使器件导通时, 它可能需要更高的电压。 对于某些器件,需要使用 20 伏的电压使其完全导通。 对于 IGBT 和碳化硅, 在严苛的条件下, 您可能需要使用 负电压来关闭器件, 以确保噪声不会 意外地使器件 导通。 对于氮化镓 器件,此处的 示例展示了对于 采用增强模式的 GaN 器件,完全 导通电压, 例如 5 伏, 与绝对最大 电压,大约为 6 至 7 伏, 之间的裕量。 那么,当我们面对 不同的开关时, 我们需要小心地 选择栅极驱动器 和进行栅极 驱动器电路设计。 例如,在服务器和 电信电源应用中, 低侧栅极驱动器 可用于驱动 PFC 级 中的有源开关, 还可用于驱动 总线转换器级的 信号整流, 因为电源开关 都以接地端 为基准。 低侧驱动器能够 以分立的方式 实现,其中采用大量的 低电压晶体管,用于 电平转换器和 图腾柱功率级。 由于大量的 分立部件、 组件尺寸、PCB 布局 以及不理想的封装 和 PCB 迹线引入的 寄生效应,缺点 很明显。 可以轻松地将这些 分立器件集成在小型 芯片中,该芯片 在可靠性保护 功能以及峰值 驱动电流、小传播 延迟、更佳的 脉宽失真 和 电流消耗等 驱动器性能 方面进行了 优化。 与在前一个 页面中介绍的 低侧驱动器类似, 半桥配置中的低侧 栅极驱动器 相对简单、容易。 输入和输出 具有传播延迟。 由于高侧驱动器 不以接地端为基准, 因此需要使用电平转换器 电路来连接以接地端 为基准的输入。 要为高侧驱动器 供电,最常用的 方法是使用自举 配置,在底部 FET 导通时为自举 电容器充电。 如幻灯片中所示,您具有 以接地端为基准的输入。 不过,上电压 以开关节点 为基准,其值为 100 伏至 700 伏。 HO 与 HS 之间的差值 是高侧栅极驱动器 电压,它通常是 VDD 减去自举二极管的 正向压降。 某些应用甚至集成了 自举二极管,从而方便 客户使用。 利用输入滤波器 和分离开/关, 它通常展示了 用于高侧和 低侧驱动器的 全功能电路。 安全合规性也是 一个重要因素, 因为电源可能会 与公用电网相连接 并与安全操作员接触。 对于次级侧 控制架构, 不仅应在通常是 电源变压器的 功率级中实现 隔离,还应在控制器 和驱动电路中 实现隔离。 此处列出了 IEC 标准。 增强型隔离要求 超过 3kV,最高为 5kV 的隔离电压。 因此,我们应该如何 在栅极驱动器上 实现该隔离呢? 嗯,有三个 主要绝缘等级。 第一个是 功能绝缘。 功能绝缘仅对 设备的正常 运行而言 是必要的。 基本绝缘用于 针对电击提供 基本保护。 辅助绝缘用于 在基本绝缘 发生故障时 提供附加 绝缘层。 双重绝缘是 基本绝缘加上 辅助绝缘。 最后一个是 增强型隔离。 增强型隔离 是可以提供 一定程度电击 保护的单个 绝缘系统, 它等效于 双重绝缘。 为了更好地理解 隔离要求,我们 在这里为您提供了 有关交流/直流、 电信标准砖型模块、 直流/直流的示例。 在该系统中,对于 电池电压范围, 也就是交流/直流的 输出和交流/直流的 输入,我们假设 它为 36 至 75 伏。 在交流/直流系统 上的该情形下, 我们具有位于 辅助侧的控制器, 并且具有用于驱动初级侧的 隔离式栅极驱动器。 对于该情形,我们 具有 EMI 滤波器, 它连接至 保护性接地端, 并且还连接至 交流/直流转换器的 机箱。 电池的 正节点 也连接至 保护性接地端。 在给定该情形时, 根据 IEC60950-1 的 图 2H,必须对隔离式 驱动器进行增强。 主要原因是 交流/直流的 上电压最大值为 75 伏。 它超过了 60 伏, 该值被视为 安全特低电压, 它也称为 SELV。 对于电信砖型 模块,我们假设 机箱连接至 输出和 [听不清], 并且机箱还 连接至保护性 接地端。 因此,对于该情形, 电信砖型模块的 输入不直接连接至 保护性接地端。 因此可能存在大型环路。 因此,对于该情形, 输入上可能存在 高瞬态电压。 在给定该情形时, 需要为该系统中的 隔离式栅极 驱动器提供 基本隔离等级。 然后,对于不同的情形, 让我们假设输出电压 不是 75 伏。 它是 60 伏。 在给定该情形时, 初级侧隔离式 栅极驱动器的 隔离等级到达 位于次级侧的 控制器。 需要为初级侧 提供基本隔离, 而不是 增强型隔离。 让我们来看看电信砖型 模块的另一个示例, 如果您将砖型 模块输入和 输出连接在 一起,并且 它们连接至输入侧的 保护性接地端, 那么对于该情况, 您不需要为电信 砖型模块提供基本 隔离 5 伏,因为输入 和输出连接在一起。 如果您具有从 控制器侧到 初级侧上的功率级的 接地漂移,那么您只需要 一个功能隔离式 栅极驱动器。 这些都是根据 IEC60950 的图 2H 提供的示例。 有许多可能 更加复杂的 示例和情形。 总之,隔离要求 是不同的。 它取决于系统 要求、电压范围 以及您在何处连接 您的保护性接地端。 它随着情况的不同 而具有很大的差异。 我们在此处比较 两种常用的方法, 作为类型 A 的栅极 驱动变压器和作为 类型 B 的数字隔离器类 高侧和低侧驱动器。 比较这两种解决方案。 从传播延迟的角度而言, 栅极驱动变压器表现 良好。 它还传输 信号和电源。 类型 B 具有 不确定的 更大传播延迟,需要 用于次级侧的电源。 不过,为了具有 干净的驱动信号, 类型 A 需要 大量的辅助电路, 并具有相对大的 输入和输出电容 以及漏电感。 因此,预计会 产生更大的过冲。 还要考虑尺寸, 此处是一个示例。 对于增强型 隔离下的尺寸比较, 此处仅考虑主要参数, 该参数包含 PCB 面积 和体积。 类型 B 可以节省 几乎一半的 PCB 面积,由于变压器的 笨拙尺寸,它能够 更好地节省体积。 另一种类型的 驱动器在一个 称为 ISO 驱动器的 芯片中集成了隔离器 和驱动器,该芯片 具有超过每纳秒 100 纳伏的 CMTI 和 5kV 的 增强型隔离,传播 延迟仅为 90 纳秒, 脉冲波形失真 小于 5 纳秒。 重要的是,尺寸仅为 解决方案 B 的一半, 与类型 A 相比可以 节省超过 75% 的尺寸。 采用栅极驱动器 IC 的最常用的隔离 方法包括光耦合器、 变压器和隔离器。 光耦合器在 20 世纪 70 年代商业化。 它使用发送器侧的 LED 产生的光 在两个隔离的 电路之间传输 信号,接收器侧 具有另一个 光电晶体管。 第二种方法是从 2001 年开始商业化的 集成式微型变压器。 通常,它包含具有极高 频率的空心线圈, 在发送器侧进行编码, 并在接收器侧进行解码。 第三种常用的 方法是具有开关 键控调制规则的 电容隔离,电容 隔离层。 它从大约 2004 年 开始商业化。 UCC21520 是具有 5.7kV RMS 隔离 电压和每纳秒 100 伏最小 CMTI 的 增强型隔离 栅极驱动器。 它是 TI 栅极驱动器 产品系列中新型 隔离系列的首款 产品,具有 dt、UVL 和优化的开关性能。 它还非常灵活, 能够配置为低侧 驱动器、高侧 驱动器和半桥 驱动器。 为了更好地模拟 用户的应用, 使用这两个转换器 来生成上升斜率。 在关闭转换期间 使用电感器中的 电流为底部 FET 的 C OSS 充电,因此 会在开关 节点上产生 上升沿。 电感器中的 电流越高, 所产生的 dv/dt 就越高。 在给定固定的导通时间 和电感值的情况下, 电流将与输入 充电电压 V CHg 成正比。 对于下降斜率 设计,使用典型的 旁通转换器 以及上部的 接地基准。 为了通过底部的 接地基准使用 其他不同的 方法来消耗它, 仍使用 V CM 来 发送共模电压。 与上升斜率 类似,使用 V Chg 对 dv/dt 进行编程。 当 MOSFET 导通时,V CMT 是 V CM 与 V Chg 之和。 当 MOSFET 关闭时, 电感器电流 会对二极管的 结电容进行放电, 从而生成下降斜率。 V Chg 越高,生成的 下降斜率就越高。 在考虑到所有设计 注意事项的同时, 此处显示了不同温度 下的 CMTI 测量值, 其中包括缓慢上升 速率和下降速率。 数据显示 CMTI 在高温下具有 较高的性能, 在低温下具有 稍低一些的 CMTI 典型的最低 CMTI 高于每纳秒 150 伏。 好的。 我们介绍了 所有基础 知识,看起来 一点儿也不难。 它就是一个驱动器而已。 您有一个输入。 您有一个输出。 不过,让我们保持 一颗好奇心,来看看 对栅极驱动器 性能的系统级 影响,如寄生效应、 软硬开关差异、 非线性 C OSS 和 CMTI、dv/dt di/dt 以及 不理想的 PCB 布局。 让我们进行更深入 一点儿的探讨, 我要向您展示 驱动器在转换器 效率和可靠性方面 发挥着怎样关键的作用。 就寄生效应而言, 结电容、PCB 迹线 和可变电感以及 电阻都会产生 寄生效应。 因此,导通 和关闭 会稍微 复杂一些。 对于碳化硅 MOSFET 和硅 MOSFET,还有 寄生二极管,它也 被视为会产生 寄生效应。 在分段线性 图示中,导通 过程可以分为 三个阶段。 第一个阶段是 栅极驱动器 电压、路径阈值 和通道电流增大。 使用红线突出 显示的等效 电路显示 C GS 在该 阶段处于主导地位。 嗯,第二个阶段, 它在 C GT 中充电 并使 V DS 电压降低。 第三个阶段是 通过对 C GT 和 C GS 进行充电, 进一步降低 [听不清],来进一步 增大栅极电压。 重叠 V DS 和 I D 会导致开关损耗。 具有最短 t1 至 t3 阶段的 更强大的驱动器 可以降低开关损耗。 关闭条件与 导通条件类似。 现在我们在半桥 配置中放置两个 器件,从而让情况 变得更复杂一点。 在半开关 应用下, 会发生二极管 反向恢复。 左上角显示了 关键波形。 该反向恢复将 反映在顶部开关 和二极管导通损耗中。 有两种预期结果, 对于第二个 MOSFET 的 体二极管和 IGBT 的反并联 二极管,您可以 看到由反向恢复 导致的巨大 浪涌电流。 对于硅 MOSFET, 过冲可能 高于正常 开关电流 五倍以上。 IGBT 要小很多。 主要原因在于 硅 MOSFET 的体二极管 是寄生二极管, 未经过全面优化, 而 IGBT 的 紧凑二极管 可以是超快 或软恢复二极管。 前一部分中 讨论的反向 恢复对于优化系统 效率和可靠性而言 确实是一个难题。 要进一步解决 该问题,软开关 是一种有效的方法,如快速 模式图腾柱 PFC 和 LLC 转换器。 它们都在 V DS 电压降为 0 时 使器件导通。 对于软开关, 前面提到的 三个阶段现在 只剩下一个阶段。 没有中间充电过程。 在 C OSS 完全 放电后使器件 导通,器件通道电流 由外部电路决定, 而非寄生效应, 通常而言, 与硬开关相比 di/dt 非常慢。 因此没有重叠, 没有导通损耗。 栅极驱动器损耗 机制也会更改。 对于硬开关,假设 栅极驱动器电压 为 10 伏,阴影区域、 打开和关闭区域, 总损耗是在栅极 驱动器电路中 耗散的总损耗。 每个周期的总能量 是总面积 Q G 乘以 10 伏 V GS。 对于软开关,由于 没有中间充电过程, 因此红色实线 表示导通轨道。 关闭与硬 开关类似。 与硬开关栅极 驱动器损耗 相比,软开关的 损耗是类似的。 软开关可以消除 导通损耗。 不过,关闭 仍是硬开关。 与快速模式 电流传导 类似,关断 电流增加了一倍。 如果使用弱 驱动器来驱动 FET,那么开关 损耗肯定会增加。 这意味着更低灌电流 能力的驱动器。 在使用强大的栅极 驱动器时,您几乎 不会看到中间平坦区域, 并且重叠时段也会最大 程度地减小。 重要的是, 开关行为 不是受栅极 电流控制, 而是受 C OSS 和 负载电流控制。 考虑高度 非线性电容, 右上角显示了 分段线性开关 波形。 由于存在电容器,初始 阶段的 dv/dt 非常缓慢。 低电压 非常大, 为 6 纳法和 0 伏,后跟 非常高的 dv/dt 和高电压,从而 导致进一步 最小化的重叠面积。 此处是一个关闭 超结 MOSFET 的 实验性示例。 将波形放大,可以 看到栅极驱动器非常 干净,具有很短的 中间平坦时间。 V DS 以非常缓慢的速度 增大并且及早关闭。 您可以看到,比例 仅为每分段 5 伏。 然后升高,所有 开关电压和电流 在 V GS 完全关闭 之后发生变化, 这意味着开关行为 不是受栅极驱动器 控制,而是受 C OSS 和负载电流控制。 尽管使用强大的栅极 驱动器时的重叠面积 已降至最低,但它仍然存在。 如果我们测量它,那么 我们肯定会看到重叠。 不过,这是真正的损耗吗? 我们来看看。 作为常用的 [听不清] 电路的关闭机制, 请考虑每个器件包含 一个通道、体二极管 和 C DS。 在第 1 个阶段, 底部 FET 导通。 电流流过通道。 在第 2 个阶段,通道将关闭。 在通道电流下降时, 剩余的电流对 两个开关的 C OSS 进行充电 和放电。 由于相对大的 电感负载, 开关转换期间的 负载电流保持 [听不清]。 在第 3 个阶段,通道关闭。 所有负载电流用于 对 C OSS 进行持续 充电和放电。 在最后一个阶段,实现了 V DS。 电流会流经 体二极管。 实际损耗仅在 第 2 个阶段发生, 在该阶段中通道 电流和电压发生 重叠。 第 3 个阶段对 C OSS 进行充电和放电, 因为我们可以 知道,所有 C OSS 能量将在软开关期间的 下一个周期中恢复。 具有更小的损耗 和关闭是很好的。 不过,dv/dt 和 di/dt 取决于负载, 可能在非常重的负载下 生成高 dv/dt 和 di/dt。 对于开关节点 中的高 dv/dt, 其行为确实是 退出寄生电容的 噪声源,寄生电容包括电平 转换器电容、自举二极管、 结电容、dv/dt 在通过该电容器 进行耦合时, 我们向初级侧接地 基准注入了噪声。 如果您丢失了干净的 接地,那么您可能会 遇到栅极驱动器故障。 在该实验波形中, 存在输入。 但是,缺少 输出脉冲。 在 15 安关闭下, 左图显示了 氮化镓和超结 MOSFET 的 dv/dt 与栅极驱动器 电阻间的关系。 正如您看到的, MOSFET 的 dv/dt 可以达到每 纳秒 50 伏以上。 氮化镓 甚至更高, 超过了每纳秒 150 伏,而 di/dt 具有类似的趋势。 一种解决方案是为低侧 栅极驱动器添加电平 转换器,尝试分隔 电源接地端和负载 接地端。 此外,在采用额外旁通 电容器的情况下, 通过在自举 电容器充电 环路和环路电感中 添加电阻,环路最小化 和 dv/dt 噪声 将流经不同的 路径。 因此,将有更少的 噪声流向初级侧。 非常感谢 您的观看。 473

大家好!

我叫张伟(音译)。

我是 TI 的系统 和应用工程师。

下面的培训 讨论了

适用于 UPS、电信 和服务器等

各种应用中 MOSFET、 IGBT 以及碳化硅

和氮化镓等宽带隙 器件的高压栅极

驱动器。

本演示将 介绍什么内容?

我们将介绍栅极 驱动器的应用。

我们将介绍低侧 驱动器、高侧和

低侧驱动器以及 隔离式栅极驱动器。

我们还将通过深入 探讨栅极驱动器的

设计注意事项,包括 寄生效应、硬软开关、

高 dv/dt 和 di/dt 以及 隔离式驱动器注意事项,

来介绍如何最大 程度地提高栅极

驱动器的性能。

本演示中所介绍的 各个部分包括 UCC2751、

52 和 x2,它们 适用于低侧

驱动器和 600 伏 驱动器,即 2771x,

以及隔离式栅极 驱动器系列,

即 2152x、2122x, 还有 UCC53 系列。

有关更多详细信息, 请参阅 TI.com 上的

其他参考设计。

栅极驱动器的 应用非常广泛,

我在这里举几个例子, 比如便携式设备的

电池管理系统及其 适配器、服务器/电信

UPS、电动汽车充电器 和电机驱动器以及

D 类音频,此外还有厨房、 可再生能源和固态照明

领域中的应用。

总而言之, 栅极驱动器

用于实现高效的电源转换的 应用无处不在。

让我们来看看 服务器/电信的

典型电源架构, 它与公用电网

相连接,采用功率 因数校正、前部楼宇

400 伏直流总线, 后跟隔离式

直流/直流转换器和 两个位于负载点的

电平桥总线转换器。

在示例电路中,我挑选了两个通道,

两者都用于 PFC, IOC 用于隔离式

直流/直流转换器, 全桥用于总线转换器。

总共有大约 10 到 20 个开关,

用于简单的几百 瓦前端转换器。

利用常用的图腾柱 PFC,您将有望

通过更多有源器件 实现更佳的性能。

重要的是,每个开关 都需要栅极驱动器、

单通道或双通道低侧 栅极驱动器、高侧和低侧

栅极驱动器以用于半桥, 可以是 100 伏,用于 48 伏总线,

也可以是 600 伏,用于 400 伏总线。

对于隔离栅,可以 根据系统安全要求

使用单通道或双通道 隔离式栅极驱动器。

此处展示了一些 常用的功率半导体,

包括硅 MOSFET、 IGBT、碳化硅

MOSFET 和氮化镓器件。

它们是不同的。

对于硅 MOSFET,在将其 驱动至高电平时,

驱动电压通常 为 10 伏至 15 伏。

对于低压 MOSFET,它可以 使用 5 伏至 7 伏的电压

进行驱动。

IGBT 可能具有更高的 阈值,也会被驱动至

12 伏以上。

通常,驱动 电压是 15 伏。

碳化硅 MOSFET 稍微有所不同。

在完全使器件导通时, 它可能需要更高的电压。

对于某些器件,需要使用 20 伏的电压使其完全导通。

对于 IGBT 和碳化硅, 在严苛的条件下,

您可能需要使用 负电压来关闭器件,

以确保噪声不会 意外地使器件

导通。

对于氮化镓 器件,此处的

示例展示了对于 采用增强模式的

GaN 器件,完全 导通电压,

例如 5 伏, 与绝对最大

电压,大约为 6 至 7 伏,

之间的裕量。

那么,当我们面对 不同的开关时,

我们需要小心地 选择栅极驱动器

和进行栅极 驱动器电路设计。

例如,在服务器和 电信电源应用中,

低侧栅极驱动器 可用于驱动 PFC 级

中的有源开关, 还可用于驱动

总线转换器级的 信号整流,

因为电源开关 都以接地端

为基准。

低侧驱动器能够 以分立的方式

实现,其中采用大量的 低电压晶体管,用于

电平转换器和 图腾柱功率级。

由于大量的 分立部件、

组件尺寸、PCB 布局 以及不理想的封装

和 PCB 迹线引入的 寄生效应,缺点

很明显。

可以轻松地将这些 分立器件集成在小型

芯片中,该芯片 在可靠性保护

功能以及峰值 驱动电流、小传播

延迟、更佳的 脉宽失真

和 电流消耗等

驱动器性能 方面进行了

优化。

与在前一个 页面中介绍的

低侧驱动器类似, 半桥配置中的低侧

栅极驱动器 相对简单、容易。

输入和输出 具有传播延迟。

由于高侧驱动器 不以接地端为基准,

因此需要使用电平转换器 电路来连接以接地端

为基准的输入。

要为高侧驱动器 供电,最常用的

方法是使用自举 配置,在底部 FET

导通时为自举 电容器充电。

如幻灯片中所示,您具有 以接地端为基准的输入。

不过,上电压 以开关节点

为基准,其值为 100 伏至 700 伏。

HO 与 HS 之间的差值 是高侧栅极驱动器

电压,它通常是 VDD 减去自举二极管的

正向压降。

某些应用甚至集成了 自举二极管,从而方便

客户使用。

利用输入滤波器 和分离开/关,

它通常展示了 用于高侧和

低侧驱动器的 全功能电路。

安全合规性也是 一个重要因素,

因为电源可能会 与公用电网相连接

并与安全操作员接触。

对于次级侧 控制架构,

不仅应在通常是 电源变压器的

功率级中实现 隔离,还应在控制器

和驱动电路中 实现隔离。

此处列出了 IEC 标准。

增强型隔离要求 超过 3kV,最高为

5kV 的隔离电压。

因此,我们应该如何 在栅极驱动器上

实现该隔离呢?

嗯,有三个 主要绝缘等级。

第一个是 功能绝缘。

功能绝缘仅对 设备的正常

运行而言 是必要的。

基本绝缘用于 针对电击提供

基本保护。

辅助绝缘用于 在基本绝缘

发生故障时 提供附加

绝缘层。

双重绝缘是 基本绝缘加上

辅助绝缘。

最后一个是 增强型隔离。

增强型隔离 是可以提供

一定程度电击 保护的单个

绝缘系统, 它等效于

双重绝缘。

为了更好地理解 隔离要求,我们

在这里为您提供了 有关交流/直流、

电信标准砖型模块、 直流/直流的示例。

在该系统中,对于 电池电压范围,

也就是交流/直流的 输出和交流/直流的

输入,我们假设 它为 36 至 75 伏。

在交流/直流系统 上的该情形下,

我们具有位于 辅助侧的控制器,

并且具有用于驱动初级侧的 隔离式栅极驱动器。

对于该情形,我们 具有 EMI 滤波器,

它连接至 保护性接地端,

并且还连接至 交流/直流转换器的

机箱。

电池的 正节点

也连接至 保护性接地端。

在给定该情形时, 根据 IEC60950-1 的

图 2H,必须对隔离式 驱动器进行增强。

主要原因是 交流/直流的

上电压最大值为 75 伏。

它超过了 60 伏, 该值被视为

安全特低电压, 它也称为 SELV。

对于电信砖型 模块,我们假设

机箱连接至 输出和 [听不清],

并且机箱还 连接至保护性

接地端。

因此,对于该情形, 电信砖型模块的

输入不直接连接至 保护性接地端。

因此可能存在大型环路。

因此,对于该情形, 输入上可能存在

高瞬态电压。

在给定该情形时, 需要为该系统中的

隔离式栅极 驱动器提供

基本隔离等级。

然后,对于不同的情形, 让我们假设输出电压

不是 75 伏。

它是 60 伏。

在给定该情形时, 初级侧隔离式

栅极驱动器的 隔离等级到达

位于次级侧的 控制器。

需要为初级侧 提供基本隔离,

而不是 增强型隔离。

让我们来看看电信砖型 模块的另一个示例,

如果您将砖型 模块输入和

输出连接在 一起,并且

它们连接至输入侧的 保护性接地端,

那么对于该情况, 您不需要为电信

砖型模块提供基本 隔离 5 伏,因为输入

和输出连接在一起。

如果您具有从 控制器侧到

初级侧上的功率级的 接地漂移,那么您只需要

一个功能隔离式 栅极驱动器。

这些都是根据 IEC60950 的图 2H

提供的示例。

有许多可能 更加复杂的

示例和情形。

总之,隔离要求 是不同的。

它取决于系统 要求、电压范围

以及您在何处连接 您的保护性接地端。

它随着情况的不同 而具有很大的差异。

我们在此处比较 两种常用的方法,

作为类型 A 的栅极 驱动变压器和作为

类型 B 的数字隔离器类 高侧和低侧驱动器。

比较这两种解决方案。

从传播延迟的角度而言, 栅极驱动变压器表现

良好。

它还传输 信号和电源。

类型 B 具有 不确定的

更大传播延迟,需要 用于次级侧的电源。

不过,为了具有 干净的驱动信号,

类型 A 需要 大量的辅助电路,

并具有相对大的 输入和输出电容

以及漏电感。

因此,预计会 产生更大的过冲。

还要考虑尺寸, 此处是一个示例。

对于增强型 隔离下的尺寸比较,

此处仅考虑主要参数, 该参数包含 PCB 面积

和体积。

类型 B 可以节省 几乎一半的 PCB

面积,由于变压器的 笨拙尺寸,它能够

更好地节省体积。

另一种类型的 驱动器在一个

称为 ISO 驱动器的 芯片中集成了隔离器

和驱动器,该芯片 具有超过每纳秒 100

纳伏的 CMTI 和 5kV 的 增强型隔离,传播

延迟仅为 90 纳秒, 脉冲波形失真

小于 5 纳秒。

重要的是,尺寸仅为 解决方案 B 的一半,

与类型 A 相比可以 节省超过 75% 的尺寸。

采用栅极驱动器 IC 的最常用的隔离

方法包括光耦合器、 变压器和隔离器。

光耦合器在 20 世纪 70 年代商业化。

它使用发送器侧的 LED 产生的光

在两个隔离的 电路之间传输

信号,接收器侧 具有另一个

光电晶体管。

第二种方法是从 2001 年开始商业化的

集成式微型变压器。

通常,它包含具有极高 频率的空心线圈,

在发送器侧进行编码, 并在接收器侧进行解码。

第三种常用的 方法是具有开关

键控调制规则的 电容隔离,电容

隔离层。

它从大约 2004 年 开始商业化。

UCC21520 是具有 5.7kV RMS 隔离

电压和每纳秒 100 伏最小 CMTI 的

增强型隔离 栅极驱动器。

它是 TI 栅极驱动器 产品系列中新型

隔离系列的首款 产品,具有 dt、UVL

和优化的开关性能。

它还非常灵活, 能够配置为低侧

驱动器、高侧 驱动器和半桥

驱动器。

为了更好地模拟 用户的应用,

使用这两个转换器 来生成上升斜率。

在关闭转换期间 使用电感器中的

电流为底部 FET 的 C OSS

充电,因此 会在开关

节点上产生 上升沿。

电感器中的 电流越高,

所产生的 dv/dt 就越高。

在给定固定的导通时间 和电感值的情况下,

电流将与输入 充电电压 V CHg

成正比。

对于下降斜率 设计,使用典型的

旁通转换器 以及上部的

接地基准。

为了通过底部的 接地基准使用

其他不同的 方法来消耗它,

仍使用 V CM 来 发送共模电压。

与上升斜率 类似,使用 V Chg

对 dv/dt 进行编程。

当 MOSFET 导通时,V CMT 是 V CM 与 V Chg 之和。

当 MOSFET 关闭时, 电感器电流

会对二极管的 结电容进行放电,

从而生成下降斜率。

V Chg 越高,生成的 下降斜率就越高。

在考虑到所有设计 注意事项的同时,

此处显示了不同温度 下的 CMTI 测量值,

其中包括缓慢上升 速率和下降速率。

数据显示 CMTI 在高温下具有

较高的性能, 在低温下具有

稍低一些的 CMTI

典型的最低 CMTI 高于每纳秒 150 伏。

好的。

我们介绍了 所有基础

知识,看起来 一点儿也不难。

它就是一个驱动器而已。

您有一个输入。

您有一个输出。

不过,让我们保持 一颗好奇心,来看看

对栅极驱动器 性能的系统级

影响,如寄生效应、 软硬开关差异、

非线性 C OSS 和 CMTI、dv/dt

di/dt 以及 不理想的 PCB 布局。

让我们进行更深入 一点儿的探讨,

我要向您展示 驱动器在转换器

效率和可靠性方面 发挥着怎样关键的作用。

就寄生效应而言, 结电容、PCB 迹线

和可变电感以及 电阻都会产生

寄生效应。

因此,导通 和关闭

会稍微 复杂一些。

对于碳化硅 MOSFET 和硅 MOSFET,还有

寄生二极管,它也 被视为会产生

寄生效应。

在分段线性 图示中,导通

过程可以分为 三个阶段。

第一个阶段是 栅极驱动器

电压、路径阈值 和通道电流增大。

使用红线突出 显示的等效

电路显示 C GS 在该 阶段处于主导地位。

嗯,第二个阶段, 它在 C GT 中充电

并使 V DS 电压降低。

第三个阶段是 通过对 C GT 和

C GS 进行充电, 进一步降低

[听不清],来进一步 增大栅极电压。

重叠 V DS 和 I D 会导致开关损耗。

具有最短 t1 至 t3 阶段的

更强大的驱动器 可以降低开关损耗。

关闭条件与 导通条件类似。

现在我们在半桥 配置中放置两个

器件,从而让情况 变得更复杂一点。

在半开关 应用下,

会发生二极管 反向恢复。

左上角显示了 关键波形。

该反向恢复将 反映在顶部开关

和二极管导通损耗中。

有两种预期结果, 对于第二个 MOSFET 的

体二极管和 IGBT 的反并联

二极管,您可以 看到由反向恢复

导致的巨大 浪涌电流。

对于硅 MOSFET, 过冲可能

高于正常 开关电流

五倍以上。

IGBT 要小很多。

主要原因在于 硅 MOSFET 的体二极管

是寄生二极管, 未经过全面优化,

而 IGBT 的 紧凑二极管

可以是超快 或软恢复二极管。

前一部分中 讨论的反向

恢复对于优化系统 效率和可靠性而言

确实是一个难题。

要进一步解决 该问题,软开关

是一种有效的方法,如快速 模式图腾柱 PFC 和 LLC

转换器。

它们都在 V DS 电压降为 0 时

使器件导通。

对于软开关, 前面提到的

三个阶段现在 只剩下一个阶段。

没有中间充电过程。

在 C OSS 完全 放电后使器件

导通,器件通道电流 由外部电路决定,

而非寄生效应, 通常而言,

与硬开关相比 di/dt 非常慢。

因此没有重叠, 没有导通损耗。

栅极驱动器损耗 机制也会更改。

对于硬开关,假设 栅极驱动器电压

为 10 伏,阴影区域、 打开和关闭区域,

总损耗是在栅极 驱动器电路中

耗散的总损耗。

每个周期的总能量 是总面积 Q G 乘以

10 伏 V GS。

对于软开关,由于 没有中间充电过程,

因此红色实线 表示导通轨道。

关闭与硬 开关类似。

与硬开关栅极 驱动器损耗

相比,软开关的 损耗是类似的。

软开关可以消除 导通损耗。

不过,关闭 仍是硬开关。

与快速模式 电流传导

类似,关断 电流增加了一倍。

如果使用弱 驱动器来驱动

FET,那么开关 损耗肯定会增加。

这意味着更低灌电流 能力的驱动器。

在使用强大的栅极 驱动器时,您几乎

不会看到中间平坦区域, 并且重叠时段也会最大

程度地减小。

重要的是, 开关行为

不是受栅极 电流控制,

而是受 C OSS 和 负载电流控制。

考虑高度 非线性电容,

右上角显示了 分段线性开关

波形。

由于存在电容器,初始 阶段的 dv/dt 非常缓慢。

低电压 非常大,

为 6 纳法和 0 伏,后跟

非常高的 dv/dt 和高电压,从而

导致进一步 最小化的重叠面积。

此处是一个关闭 超结 MOSFET 的

实验性示例。

将波形放大,可以 看到栅极驱动器非常

干净,具有很短的 中间平坦时间。

V DS 以非常缓慢的速度 增大并且及早关闭。

您可以看到,比例 仅为每分段 5 伏。

然后升高,所有 开关电压和电流

在 V GS 完全关闭 之后发生变化,

这意味着开关行为 不是受栅极驱动器

控制,而是受 C OSS 和负载电流控制。

尽管使用强大的栅极 驱动器时的重叠面积

已降至最低,但它仍然存在。

如果我们测量它,那么 我们肯定会看到重叠。

不过,这是真正的损耗吗?

我们来看看。

作为常用的 [听不清] 电路的关闭机制,

请考虑每个器件包含 一个通道、体二极管

和 C DS。

在第 1 个阶段, 底部 FET 导通。

电流流过通道。

在第 2 个阶段,通道将关闭。

在通道电流下降时, 剩余的电流对

两个开关的 C OSS 进行充电

和放电。

由于相对大的 电感负载,

开关转换期间的 负载电流保持

[听不清]。

在第 3 个阶段,通道关闭。

所有负载电流用于 对 C OSS 进行持续

充电和放电。

在最后一个阶段,实现了 V DS。

电流会流经 体二极管。

实际损耗仅在 第 2 个阶段发生,

在该阶段中通道 电流和电压发生

重叠。

第 3 个阶段对 C OSS 进行充电和放电,

因为我们可以 知道,所有 C OSS

能量将在软开关期间的 下一个周期中恢复。

具有更小的损耗 和关闭是很好的。

不过,dv/dt 和 di/dt 取决于负载,

可能在非常重的负载下 生成高 dv/dt 和 di/dt。

对于开关节点 中的高 dv/dt,

其行为确实是 退出寄生电容的

噪声源,寄生电容包括电平 转换器电容、自举二极管、

结电容、dv/dt

在通过该电容器 进行耦合时,

我们向初级侧接地 基准注入了噪声。

如果您丢失了干净的 接地,那么您可能会

遇到栅极驱动器故障。

在该实验波形中, 存在输入。

但是,缺少 输出脉冲。

在 15 安关闭下, 左图显示了

氮化镓和超结 MOSFET 的 dv/dt

与栅极驱动器 电阻间的关系。

正如您看到的, MOSFET 的 dv/dt

可以达到每 纳秒 50 伏以上。

氮化镓 甚至更高,

超过了每纳秒 150 伏,而 di/dt

具有类似的趋势。

一种解决方案是为低侧 栅极驱动器添加电平

转换器,尝试分隔 电源接地端和负载

接地端。

此外,在采用额外旁通 电容器的情况下,

通过在自举 电容器充电

环路和环路电感中 添加电阻,环路最小化

和 dv/dt 噪声 将流经不同的

路径。

因此,将有更少的 噪声流向初级侧。

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视频简介

门驱动器设计-从基础到细节

所属课程:TI HVI系列培训 发布时间:2018.04.11 视频集数:26 本节视频时长:00:24:51

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