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15.2 比较器应用2

大家好,欢迎观看 TI 高精度实验室 视频,其中介绍比较器 应用,这是第二部分。 在本视频中,我们将介绍 外部噪声如何影响 比较器的基本功能。 然后,我们将讨论 迟滞的概念以及 如何使用它来 解决噪声问题, 包括如何选择 组件值以实现 不同级别的迟滞。 噪声是模拟电路中的 常见考虑因素。 比较器是具有 模拟输入和数字 类型输出的电路。 无论噪声是 非固有噪声还是 固有噪声,都会影响 比较器的运行。 但遗憾的是, 数据表通常不 提供有关比较器的 固有或内部噪声的 详细信息,因为 比较器的固有 噪声很难描述。 在这里,我们展示了 一个具有分压器的 比较器,该分压器向同相 比较器输入施加 2.5 伏的 电压,以及一个信号 发生器,该发生器向 反相比较器输入施加 具有噪声的三角波。 查看输入和 输出波形, 您可以观察到 具有噪声的 三角波形及其 关联的数字输出。 右侧图中用红色 圈出的区域显示了 放大的结果。 查看该图, 您可以看到 2.5 伏阈值附近的 输入噪声可以 导致输出快速 改变状态,这有时 称为振荡。 之所以会发生这种 情况,是因为噪声会 导致输入围绕阈值 快速上下移动。 它会持续前后 改变状态,直到 输入电压保持在 阈值以上,尽管 有噪声也是如此。 正如您可以想象的 那样,这种由输入噪声 导致的振荡通常 是不利的情况, 我们希望消除它。 例如,假设 我们希望 对三角波边沿 进行计数。 在计数中会将 振荡解释为误差。 接下来,我们将考虑 用于解决该问题的方法。 可以通过应用 称为迟滞的技术 来降低噪声。 迟滞是一种 可创建两个 不同阈值 电平的正反馈。 第一个阈值针对 输入信号何时 增大进行设置,第二个 阈值针对输入信号何时 减小进行设置。 在该示例中, 增大时的阈值 设置为 2.7 伏, 减小时的阈值 设置为 2.3 伏。 该 400 毫伏的 阈值间隔 设置了电路 中的迟滞量。 这些阈值通过 分压器和 反馈中的电阻器 值进行设置。 让我们来考虑当输出 为 5 伏高电平时的 电路运行情况。 请注意,在此情况下, 576 千欧反馈 电阻器与分压器 中的上电阻器 Rx 并联。 这会导致同相 输入端的电压 等于 2.7 伏。 该 2.7 伏是 上限阈值 VH。 由于比较器采用 反相配置,因此 如果施加到 反相输入的 信号高于该 电压,输出将 从逻辑高电平 转换为逻辑低电平。 现在,让我们来看看输出为 低电平的情形,此时输出为 0 伏。 在这种情况下, 576 千欧电阻器 与分压器中的 下电阻器 Ry 并联,从而将下限 阈值 VL 设置为 2.3 伏。 如果输入信号 被驱动至低于 VL, 那么输出将从逻辑低 电平转换为逻辑高电平。 VH 和 VL 之间的 该 400 毫伏间隔 会针对输出 状态的突然 变化提供保护, 因为预期输入 噪声的水平 远小于 400 毫伏。 让我们回到 我们以前分析 过的同一电路, 现在应用 400 毫伏的迟滞。 我们现在具有 两个不同的阈值 -- 下限阈值 为 2.3 伏, 上限阈值 为 2.7 伏。 请注意,当输入 波形增大时, 输出不会 转换,直到 输入高于上限 阈值 2.7 伏。 一旦输入 高于 2.7 伏, 输出就不会 再次转换,直到 输入低于下限 阈值 2.3 伏。 只要噪声低于 400 毫伏的迟滞 范围,您就不会 看到我们以前 看到过的振荡, 因此应根据您 期望在系统中 看到的噪声来 设置使用的迟滞量。 德州仪器 (TI) 提供的某些 比较器具有 内置的迟滞, 但一般来说, 内置迟滞的 量通常只有 几毫伏。 该列表提供了 多个具有内置 迟滞的比较器示例。 例如,采用推挽 输出的 TLV3202 微功耗比较器 具有 1.2 毫伏的迟滞。 TLV3501 高速 比较器 具有 6 毫伏的迟滞。 请注意,如果您 需要的迟滞大于 内部提供的 迟滞,则具有 内置迟滞的器件 仍然可以使用 我们在前一张幻灯片中 介绍的外部迟滞电路。 此处显示的 示例仿真 使用 TLV3501 SPICE 模型。 输入波形 VG1 是低电平三角波, 它显示了上限和 下限阈值 VH 和 VL 发生的点。 请注意,仿真的 迟滞大约为 5.4 毫伏 -- 这非常接近于 数据表中指定的 6 毫伏。 此处的公式 提供了确定 用于设置 迟滞要求的 电阻器值的 一般过程。 该特定的设计 过程特定于 具有漏极开路 或集电极开路 输出的同相 比较器电路。 在该示例中, 设计目标 是将迟滞 设置为 100 毫伏,并且基准 电压为 2.5 伏。 比较器的电源 电压 VCC 为 5 伏。 这使输出摆幅等于 5 伏最大值和 50 毫伏最小值。 我们必须首先 选择上电阻器 R1 的值和 Vref 分压器, 以及 Rpull-up。 选择这些值 之后,我们就 可以轻松地计算 电路中的其余电阻。 为了防止电流 消耗过大,我们 要将 R1 设置为 100 千欧, 并将 Rpull-up 设置为 10 千欧。 接下来,使用分压器 公式,我们可以 计算 R2 的 值,以便 创建所需的 2.5 伏 Vref 电压。 该值结果 为 100 千欧。 然后我们计算 R3,将其设置为 等于 R1 和 R2 的并联 组合,这在该示例中 等于 50 千欧。 最后,我们 将使用此处 显示的公式 计算反馈 电阻器 R4, 其值取决于 R3、 比较器输出摆幅和 所需迟滞电压的值。 结果是 R4 必须 等于 2.43 兆欧。 这样就完成了 必要的设计计算。 请记住,当 Rpull-up 小于 R4 值的 1/10 时,迟滞 电压将最精确。 在设计计算 结束时,您应 始终仔细 检查上拉 电阻器值,从而 确保维持该关系。 在本例中, Rpull-up 为 10 千欧,R4 为 2.43 兆欧,因此没问题。 现在让我们使用 SPICE 仿真来验证 我们采用迟滞的设计。 在这里,我们显示了 前一页中使用 TLV1701 比较器设计的电路。 向同相输入 施加缓慢 移动的三角波, 我们可以使用 光标来标记 输出电压 转换的点。 在该示例中,我们 看到当输入越过 VH 或上限阈值 2.55 时,以及当输入 越过 VL 或下限 阈值 2.45 时, 输出会转换。 这会导致 100 毫伏的迟滞, 这非常符合 设计目标。 让我们执行相同 类型的设计过程, 这一次是针对 反相比较器配置。 请注意, 该电路的 输入信号 连接到 比较器的反相 输入,而在同相 电路中,它施加 到同相输入。 在该示例中, 设计目标 是将迟滞设置为 50 毫伏,并且基准 电压为 2.5 伏。 电源电压和输出 摆幅与以前相同。 这一次,我们要 将 R1 设置为 10 千欧,并将 Rpull-up 设置为 10 千欧,而在前一个示例中, R1 等于 100 千欧。 现在可以计算其余的 电阻器 R2 和 R3。 请注意, 该电路 配置的设计 公式有所不同。 使用第一个公式 计算 R2 可得到 10 千欧的值。 对于迟滞电阻器 R3,第二个公式 可得到 490 千欧。 应再次仔细 检查 Rpull-up 是否小于迟滞反馈 电阻器 R3 的 10%。 查看 TINA-TI 中的 设计,仿真结果 显示 VH 等于 2.52 伏,VL 等于 2.47 伏,这对应于 49.5 毫伏的 迟滞。 我们的设计 目标是 50 毫伏, 因此这是很好的结果。 再说一次,请记住 设计过程依赖于 将上拉电阻器 设置为小于迟滞 电阻器 R3 的 1/10。 请注意,这些 设计过程,无论 是同相还是 反相,都适用于 推挽输出 比较器 -- 移除上拉 电阻器即可。 让我们总结一下 该视频的要点。 向比较器电路中 添加迟滞可以 极大地帮助降低 其输入噪声敏感度。 可以通过向 比较器电路的 输入和反馈网络中 添加电阻器来施加 迟滞。 这些电阻器值 会影响基准 电压 Vref 以及上限 和下限阈值 VH 和 VL。 请记住,这些 电阻器的容差 将影响您的 迟滞精度。 反馈电阻器的 值通常要高于 其他电阻器, 因此在同相 配置中 它对分压器 施加的 负载非常小。 请确保 Rpull-up 的 值小于反馈 电阻器的 1/10,以确保 实现精确的 迟滞电压。 该设计过程也 可用于推挽输出 比较器。 只需从电路中 移除 Rpull-up, 并使用数据表中 输出电压与输出 电流间的关系曲线 通过 VOH 和 VOL 电平 来建立 VOmax 和 VOmin。 最后请注意, 这些设计准则 适用于您的 大多数迟滞需求。 不过,对于更复杂的电路, 存在一些例外情况, 此时涉及其他的 设计制约因素。 如需有关 这些类型的 设计的指导,请尽管 联系德州仪器 (TI) 的 应用工程师。 本视频到此结束。 谢谢观看。 请尝试完成测验以 检查您对本视频 内容的理解。 243

大家好,欢迎观看 TI 高精度实验室

视频,其中介绍比较器 应用,这是第二部分。

在本视频中,我们将介绍 外部噪声如何影响

比较器的基本功能。

然后,我们将讨论 迟滞的概念以及

如何使用它来 解决噪声问题,

包括如何选择 组件值以实现

不同级别的迟滞。

噪声是模拟电路中的 常见考虑因素。

比较器是具有 模拟输入和数字

类型输出的电路。

无论噪声是 非固有噪声还是

固有噪声,都会影响 比较器的运行。

但遗憾的是, 数据表通常不

提供有关比较器的 固有或内部噪声的

详细信息,因为 比较器的固有

噪声很难描述。

在这里,我们展示了 一个具有分压器的

比较器,该分压器向同相 比较器输入施加 2.5 伏的

电压,以及一个信号 发生器,该发生器向

反相比较器输入施加 具有噪声的三角波。

查看输入和 输出波形,

您可以观察到 具有噪声的

三角波形及其 关联的数字输出。

右侧图中用红色 圈出的区域显示了

放大的结果。

查看该图, 您可以看到

2.5 伏阈值附近的 输入噪声可以

导致输出快速 改变状态,这有时

称为振荡。

之所以会发生这种 情况,是因为噪声会

导致输入围绕阈值 快速上下移动。

它会持续前后 改变状态,直到

输入电压保持在 阈值以上,尽管

有噪声也是如此。

正如您可以想象的 那样,这种由输入噪声

导致的振荡通常 是不利的情况,

我们希望消除它。

例如,假设 我们希望

对三角波边沿 进行计数。

在计数中会将 振荡解释为误差。

接下来,我们将考虑 用于解决该问题的方法。

可以通过应用 称为迟滞的技术

来降低噪声。

迟滞是一种 可创建两个

不同阈值 电平的正反馈。

第一个阈值针对 输入信号何时

增大进行设置,第二个 阈值针对输入信号何时

减小进行设置。

在该示例中, 增大时的阈值

设置为 2.7 伏, 减小时的阈值

设置为 2.3 伏。

该 400 毫伏的 阈值间隔

设置了电路 中的迟滞量。

这些阈值通过 分压器和

反馈中的电阻器 值进行设置。

让我们来考虑当输出 为 5 伏高电平时的

电路运行情况。

请注意,在此情况下, 576 千欧反馈

电阻器与分压器 中的上电阻器

Rx 并联。

这会导致同相 输入端的电压

等于 2.7 伏。

该 2.7 伏是 上限阈值 VH。

由于比较器采用 反相配置,因此

如果施加到 反相输入的

信号高于该 电压,输出将

从逻辑高电平 转换为逻辑低电平。

现在,让我们来看看输出为 低电平的情形,此时输出为 0 伏。

在这种情况下, 576 千欧电阻器

与分压器中的 下电阻器 Ry

并联,从而将下限 阈值 VL 设置为 2.3 伏。

如果输入信号 被驱动至低于 VL,

那么输出将从逻辑低 电平转换为逻辑高电平。

VH 和 VL 之间的 该 400 毫伏间隔

会针对输出 状态的突然

变化提供保护, 因为预期输入

噪声的水平 远小于 400 毫伏。

让我们回到 我们以前分析

过的同一电路, 现在应用 400

毫伏的迟滞。

我们现在具有 两个不同的阈值 --

下限阈值 为 2.3 伏,

上限阈值 为 2.7 伏。

请注意,当输入 波形增大时,

输出不会 转换,直到

输入高于上限 阈值 2.7 伏。

一旦输入 高于 2.7 伏,

输出就不会 再次转换,直到

输入低于下限 阈值 2.3 伏。

只要噪声低于 400 毫伏的迟滞

范围,您就不会 看到我们以前

看到过的振荡, 因此应根据您

期望在系统中 看到的噪声来

设置使用的迟滞量。

德州仪器 (TI) 提供的某些

比较器具有 内置的迟滞,

但一般来说, 内置迟滞的

量通常只有 几毫伏。

该列表提供了 多个具有内置

迟滞的比较器示例。

例如,采用推挽 输出的 TLV3202

微功耗比较器 具有 1.2 毫伏的迟滞。

TLV3501 高速 比较器

具有 6 毫伏的迟滞。

请注意,如果您 需要的迟滞大于

内部提供的 迟滞,则具有

内置迟滞的器件 仍然可以使用

我们在前一张幻灯片中 介绍的外部迟滞电路。

此处显示的 示例仿真

使用 TLV3501 SPICE 模型。

输入波形 VG1 是低电平三角波,

它显示了上限和 下限阈值 VH 和

VL 发生的点。

请注意,仿真的 迟滞大约为

5.4 毫伏 --

这非常接近于 数据表中指定的 6 毫伏。

此处的公式 提供了确定

用于设置 迟滞要求的

电阻器值的 一般过程。

该特定的设计 过程特定于

具有漏极开路 或集电极开路

输出的同相 比较器电路。

在该示例中, 设计目标

是将迟滞 设置为 100

毫伏,并且基准 电压为 2.5 伏。

比较器的电源 电压 VCC 为 5 伏。

这使输出摆幅等于 5 伏最大值和 50

毫伏最小值。

我们必须首先 选择上电阻器

R1 的值和 Vref 分压器,

以及 Rpull-up。

选择这些值 之后,我们就

可以轻松地计算 电路中的其余电阻。

为了防止电流 消耗过大,我们

要将 R1 设置为 100 千欧, 并将 Rpull-up 设置为 10 千欧。

接下来,使用分压器 公式,我们可以

计算 R2 的 值,以便

创建所需的 2.5 伏 Vref 电压。

该值结果 为 100 千欧。

然后我们计算 R3,将其设置为

等于 R1 和 R2 的并联

组合,这在该示例中 等于 50 千欧。

最后,我们 将使用此处

显示的公式 计算反馈

电阻器 R4, 其值取决于 R3、

比较器输出摆幅和 所需迟滞电压的值。

结果是 R4 必须 等于 2.43 兆欧。

这样就完成了 必要的设计计算。

请记住,当 Rpull-up 小于

R4 值的 1/10 时,迟滞

电压将最精确。

在设计计算 结束时,您应

始终仔细 检查上拉

电阻器值,从而 确保维持该关系。

在本例中, Rpull-up 为

10 千欧,R4 为 2.43 兆欧,因此没问题。

现在让我们使用 SPICE 仿真来验证

我们采用迟滞的设计。

在这里,我们显示了 前一页中使用 TLV1701

比较器设计的电路。

向同相输入 施加缓慢

移动的三角波, 我们可以使用

光标来标记 输出电压

转换的点。

在该示例中,我们 看到当输入越过

VH 或上限阈值 2.55 时,以及当输入

越过 VL 或下限 阈值 2.45 时,

输出会转换。

这会导致 100 毫伏的迟滞,

这非常符合 设计目标。

让我们执行相同 类型的设计过程,

这一次是针对 反相比较器配置。

请注意, 该电路的

输入信号 连接到

比较器的反相 输入,而在同相

电路中,它施加 到同相输入。

在该示例中, 设计目标

是将迟滞设置为 50 毫伏,并且基准

电压为 2.5 伏。

电源电压和输出 摆幅与以前相同。

这一次,我们要 将 R1 设置为 10

千欧,并将 Rpull-up 设置为 10 千欧,而在前一个示例中,

R1 等于 100 千欧。

现在可以计算其余的 电阻器 R2 和 R3。

请注意, 该电路

配置的设计 公式有所不同。

使用第一个公式 计算 R2 可得到

10 千欧的值。

对于迟滞电阻器 R3,第二个公式

可得到 490 千欧。

应再次仔细 检查 Rpull-up

是否小于迟滞反馈 电阻器 R3 的 10%。

查看 TINA-TI 中的 设计,仿真结果

显示 VH 等于 2.52 伏,VL 等于 2.47

伏,这对应于 49.5 毫伏的

迟滞。

我们的设计 目标是 50 毫伏,

因此这是很好的结果。 再说一次,请记住

设计过程依赖于 将上拉电阻器

设置为小于迟滞 电阻器 R3 的 1/10。

请注意,这些 设计过程,无论

是同相还是 反相,都适用于

推挽输出 比较器 --

移除上拉 电阻器即可。

让我们总结一下 该视频的要点。

向比较器电路中 添加迟滞可以

极大地帮助降低 其输入噪声敏感度。

可以通过向 比较器电路的

输入和反馈网络中 添加电阻器来施加

迟滞。

这些电阻器值 会影响基准

电压 Vref 以及上限 和下限阈值 VH 和 VL。

请记住,这些 电阻器的容差

将影响您的 迟滞精度。

反馈电阻器的 值通常要高于

其他电阻器, 因此在同相

配置中 它对分压器

施加的 负载非常小。

请确保 Rpull-up 的 值小于反馈

电阻器的 1/10,以确保

实现精确的 迟滞电压。

该设计过程也 可用于推挽输出

比较器。

只需从电路中 移除 Rpull-up,

并使用数据表中 输出电压与输出

电流间的关系曲线 通过 VOH 和 VOL 电平

来建立 VOmax 和 VOmin。

最后请注意, 这些设计准则

适用于您的 大多数迟滞需求。

不过,对于更复杂的电路, 存在一些例外情况,

此时涉及其他的 设计制约因素。

如需有关 这些类型的

设计的指导,请尽管 联系德州仪器 (TI) 的

应用工程师。

本视频到此结束。

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15.2 比较器应用2

所属课程:TI 高精度实验室系列课程 - 放大器 发布时间:2019.05.23 视频集数:56 本节视频时长:00:11:24
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